在高頻開關系統中，通過并聯內阻檢測電壓時，您可能會觀察到正弦波電壓紋跌幅值過大、方波雜訊或快速轉換電壓過沖或過低的高頻噪音等問題。這種問題是由并聯的分流電感造成的，當并聯內阻值較低時，尤其是在1mΩ以下時，分流電感就顯得更為顯著。
圖1：這是分流電感問題的等效電路圖。開關穩壓器的方波輸出被L1和C1混頻，致使電壓雜訊是正弦波。H1捕獲實際電壓波形(由ROUT1偵測)，E1捕獲并聯內阻的精確電流及電感(由Rout偵測)，如同電壓測量放大器(20V電源有助于便捷地偏置和縮放以同時查看輸出波形)。
您可能碰到不正確的正弦波波紋訊號幅度和波形的問題。這兒建模的一個實例中，波紋訊號太大，使人懷疑整個檢測的確切性。電路圖中顯示了一個神秘的三角波，在并聯內阻附近，在我對電路進行仿真時才注意到。
圖2：紅色曲線代表實際的諧波電壓；紅色曲線代表并聯阻值的壓降，跟不帶輸入混頻器的電壓測量放大器輸出的訊號是一樣的。請注意，三角波的幅值比正弦波大得多(源E和H被縮放，當一切正常時，它們將匹配)。
圖3：繪出了我們在應用中見到的問題。它有一個輸入混頻器，所以放大器輸出的波形是余弦的，但幅值過大。這只不過是檢波電容器太小的問題。
圖4：此應用電路圖顯示混頻器在RFILT和CFILT處的初始值不正確電感并聯分流公式，形成了圖3的波形。將CFILT修正為0.3μF后將提供正確的波形和幅值，如圖5所示。
圖5：串擾有正確的檢波值。波形相互重疊。
正弦波雜訊在并聯內阻有足夠的分流電感時確實會弄成三角波形。放大器最初有一個正弦波輸出，由于設計人員明智地在放大器輸入處使用了一個低通混頻器，并且它沒有被正確地“調整”。在這些情況下，須要調整的有電容值，直至雜訊符合正確的估算值。實際應用中的分流問題是電感并聯分流公式，由于電感尺寸的不確定，它們不違背規則的剖析技巧。您可能會在數據表中聽到“0.5到5nH”這樣的標明，然而卻沒有具體的值，這就看您是否辛運了。所以您須要使用一個電壓探頭，通過反復調整電容器來確定正確的值(很顯著，假如幅值太大，就降低電容值，幅值太小的話就減少電容值)。
事實上，假若您有一個真正的電壓方波，您可能可以很辛運地以同樣的方法“調出”一個過沖。一旦找到正確的檢波值，就可用于生產，甚至在不得不更換并聯內阻供應商時，它仍可能有用。建立高于1mΩ并聯阻值的方式不多。我是不是提及過，因為分流電感的影響，瞬態響應問題會隨著并聯內阻的變小(一般大于1mΩ)而顯得更糟？
在輸入前完成混頻的重要性
混頻應在電壓測量IC輸入之前完成，這很重要。對沒有后端混頻的系統常年搜集的數據顯示，在電壓和功率值的數據圖中不明緣由地碰巧(但頻度已足以造成問題)出現了大的尖峰。并聯內阻的高頻響應上升，導致電壓測量后端混疊，因而形成尖峰。不管是檢波穩定放大器、delta-sigma轉換器還是平均SAR，只要是取樣系統，這么它們都是脆弱的。與任何混疊問題一樣，正確的解決方式是在電壓測量IC輸入前進行模擬混頻。離開這些說您不須要混頻器的供應商。假如它是一個取樣系統而且您正在搜集數據，您的電壓測量IC就須要一個干凈的訊號。還請記住，混疊不是惟一可能存在的問題，若是不對輸入進行檢波，高頻輸入很可能使后端過載。
最后，假若您須要進一步抑制噪聲，其實可以調到更低的頻度。在輸入步入第一個放大器之前進行檢波總是有益的。大多數電壓測量IC在單極輸入處會限制實際混頻，但還是應當使用，假如須要，在放大器的輸出處還可施行更高階的混頻。
盡管本文討論的問題存在于瞬態域，但任何敏感的讀者就會意識到它可看作一個簡單的一階帶寬問題。在歐姆值極低的并聯內阻上的分流電感形成了幾百kHz的拐角頻度，有時出奇地低。無論如何，作為帶寬問題、時間常數問題或瞬態響應問題，最佳混頻器的時間常數都將等于并聯內阻及其電感的時間常數(或補償并聯零頻度的極點頻度)：
電壓測量IC將一直使用差分混頻器，RFILT將是兩個內阻之和。從物理的角度，最難的部份是得到一個實際的值。
圖6：頻度響應曲線（紅色）顯示有3nH電感的500μΩ并聯內阻的上升頻度響應，以及有一對10Ω內阻和0.3μF電容的輸入混頻器的互補響應。請注意，并聯內阻顯示出約為30kHz的拐角頻度。
