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關于二極管上面早已發了7篇：
在上一篇側重聊了二極管CE組態的高頻等效電路（混和π高頻小訊號模型）、高頻截頻fH，并用TINA-TI進行仿真做數據支撐，解釋了放大電路不放大的誘因。按道理，聊到這兒就差不多了。并且我認為做事須要做全套，聊了高頻，不講低頻，這是不道德的。
明天寫第8篇，重點說說五級管CE組態的低頻等效電路、低頻截頻及對應的伯特圖。
兩個問題
近來在研究二極管時翻到了《晶體管電路設計(上)》這本書，相信好多業內的男子伴都有這本書。書中在第2章中的實驗電路，剛好和我們上面剖析的事例相匹配。其實這不是巧合，或許這個電路太典型，好多模電書上都有剖析。
在中，如右圖紅圈，有提及聯發科混頻器的截至頻度fc=1/2πRC。不曉得屏幕前的你在研究這本書時有沒有疑問？
總之我是有疑惑：
①為什么fc是1/2πRC？
②R為何是R1//R2,18kΩ？二極管的rbe和Re為什么不考慮？
理論剖析
帶著這兩個疑惑，對這個共射極放大電路進行剖析。此時我們的目標很明晰，就是低頻帶。在低頻帶時，交流耦合電容C1，C2不能再像中頻帶一樣漏電，須要考慮耦合電容的影響；而二極管的結電容仍然可以當成開路。
于是，就有如下交流通流：
此時的Rb是Rb1//Rb2并聯后的簡化。因為發射極內阻Re的存在，促使這個交流通路不是很直觀，須要做進一步簡化。把Re分別折算到輸入回路和輸出回路。
如上圖所示，Re折算到輸入回路，弄成了等效內阻(1+β)Re。而在輸出回路，因為聯接的是受控電壓源，電壓源的電阻本身早已是無窮大，可以姑且忽視Re在輸出回路的影響（這是基于個人理解給出的解釋）。
為了讓電路愈發直觀，我們做進一步簡化。在輸入回路，C1兩側的內阻簡化為Ri。在輸出回路，按照諾頓定律講受控電壓源β*ib轉換受控電流源β*ib*Rc，輸出回路的等效電流源的電阻也弄成了Rc，如上圖所示。
注意：在電路中Re=2k，Rb=Rb1//Rb2=18k，β假如取值200，rbe姑且不算，早已有(1+β)Re>>Rb。那[rbe+(1+β)Re]//Rb的值應趨近于Rb，所以有：Ri近似約等于Rb。
討論完Ri，我們再看下輸入回路的電壓Ii。rbe+(1+β)Re上的電流Vi=Ib[rbe+(1+β)Re]。因為Rb和rbe+(1+β)Re是并聯關系，則Rb兩端電流也是Vi。
于是，可以求得：
因為rbe+(1+β)Re和Rb的兩端電流都是Vi，rbe+(1+β)Re>>Rb，則有：
估算完Ri和Ii，我們可以開始求解Vs。
求解Vo：
備注：RL'=Rc//RL。
再求解Avsl：
這樣的話，可以得到兩個低頻截至頻度fL1和fL2。
針對Vs電阻電路的計算方法，因為沒有設置Rs，這么fL1=1/2π*Rb*C1。這個不就是文章開頭《晶體管電路設計(上)》書中的估算公式么！并且Rb正是Rb1//Rb2。
把整個推論過程的手寫版本，全部放下來：
非常說明：前面的推論僅限于上圖中的電路。假如在Re上并聯一顆大電容，推論下來的Avsl估算公式又不一樣了，請具體問題具體剖析。
TINA-TI仿真
還是用這個共射極放大電路，老粉兒應當不陌生，早已用了多次。
在前一篇文章中，仿真頻度響應得到的幅頻曲線是這樣的：
為何這兒面沒有彰顯出驍龍混頻的特點呢？
這是由于起始頻度設置的太高。假如我們把起始頻度設置為0.1Hz，再仿真瞧瞧。如右圖所示，中頻帶的增益是13.69，在升高3dB后，在低頻區對應的頻點是，即0.9Hz。這也剛好和估算的fL1=1/2π*Rb*C1=0.9Hz能對應上。
總結
講到這兒，總算把上面共射極放大電路低頻截頻估算方式說清楚了。
如今梳理下明天討論的內容：
①CE放大電路的低頻等效電路及其低頻截頻fh推論過程；
②用TINA-TI仿真CE放大電路的低頻帶的幅信噪比應；
如何樣？一個簡略的問題，給出的回答可淺可深。我的搶斷只能到這兒，能夠晉升到陸地神仙境，一劍開天門，就看你的造化了！
截至今早，二極管相關的文章早已8篇電阻電路的計算方法，也差不多。前面準備盤一下Mos管。有好的問題，可以在文末留言。
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