本發明涉及電路領域，尤指一種llc變換器的均流控制技巧。
背景技術：
交錯并聯技術才能有效的減少輸出雜訊，進而降低輸出電容，提升變換器的功率密度。交錯并聯llc變換器就是將n相llc變換器在同一開關頻度下并聯運行，其開關訊號相位相差(180/n)°。
llc諧振電路由多個無源元件組成，很難保證參數的一致性。在同一頻度下工作時，不同變換器之間增益不同，會引起電壓不均衡的現象。據悉，隨著不均流狀態的持續，各相變換器之間會出現體溫不平衡，進一步激化電壓不均的現象。均流問題對于多相llc交錯并聯來說非常重要。因為llc變換器為脈沖頻度調制(pfm)，所以當多相交錯并聯時，每相llc的運行頻度一致，引起其不能采用傳統的均流控制方式來完成均流。
技術實現要素：
為了克服現有技術的不足，解決llc變換器交錯并聯時電壓不均衡的問題，本發明提供了一種多相交錯并聯llc變換器的均流控制方式。因為llc變換器為脈沖頻度調制(pfm)，其增益與開關頻度相關電感器串聯和并聯公式，而當兩個或多個llc變換器交錯并聯時，其開關頻度一致，而又由于諧振器件等磁性器件很難保證完全一致，則并聯系統中的各個llc變換器的增益必然不相等，所以在兩相或多相llc變換器交錯并聯時，則會形成電壓不均衡的問題出現。本發明在原有的脈沖頻度調制(pfm)的基礎下，加入零矢量注入的控制方法，改變輸入到諧振腔的端口電流，因而在變換器交錯并聯的狀態下，調整不同變換器的增益，從而填補由于器件偏差所導致的llc變換器之間的增益偏差，且不會喪失llc變換器軟開關的優點。本發明適用于輸入端串聯或則并聯，輸出端并聯的多相全橋llc電路，后級檢波電路可為任意拓撲，但是后級檢波電路的控制方式可以為不控檢波或則同步檢波。
本發明解決其技術問題所采用的技術方案的實現步驟為：
步驟1：設計llc電路，輸入電流為vin，經過全橋逆變橋后，步入諧振腔并經過變壓器變壓，變壓后的電流經過全橋檢波橋輸出，其中，檢波橋的實際負載為rl，諧振腔的諧振電容為cr，電容cr串聯諧振電感lr，并聯電感為電樞電感lm，確定關鍵參數變壓器鐵損，諧振電容，諧振電感和電樞電感，功放逆變橋與后級檢波橋均為全橋結構的llc電路，當參數設計完成后，llc電路的諧振增益急劇確定且不能改變，將多個llc電路進行并聯，組成llc電路并聯系統，且llc電路的輸入端為串聯或并聯，輸出端為并聯；
步驟2：對于輸入端串聯或則并聯輸出端并聯的llc電路，使每相的mos管開關訊號相位相差(180/n)°，其中n為并聯系統中llc電路的個數，此即為交錯并聯；在每位開關周期對每相llc電路的諧振電壓的峰值進行取樣，表示為llc電路并聯系統諧振電壓的平均值，iri為第i相的諧振電壓峰值的取樣值，eri為第i相與并聯系統的諧振電壓平均值的偏差：
γi定義為第i相llc變換器的零矢量因子，調節第i相增益所注入的零矢量時間為t＝γits，其中ts為llc變換器的開關頻度；定義gac為llc變換器的諧振腔增益：
式(3)中k為電樞電感與諧振電感的比值，k＝lm/lr，q為品質質數rac為等效負載，rac＝8n2rl/π2，其中n為變壓器的鐵損，rl為實際負載；fx＝fs/fr，fs為開關頻度，fr為諧振頻度，
定義gt為單個llc變換器的整體增益，γi與llc電路的整體增益公式為：
其中n為變壓器的鐵損；
步驟3：當llc并聯系統中參數設計完成后，當測量到第i相的諧振電壓小于并聯系統的諧振電壓的平均值時，即eri≠0時，則通過pi控制器的調節，將第i相變換器的零矢量的長度降低，進而降低其電壓值，直到eri＝0，此時第i相llc電路的諧振電壓等于llc并聯系統諧振電壓的平均值；llc并聯系統中的每一相llc電路均進行控制，當llc并聯系統的每一相的偏差eri＝0時，每一相的諧振電壓都與llc并聯系統的諧振電壓平均值相等，即完成了均流控制；
所述步驟1到步驟3中，用于參與均流控制的諧振電壓亦可換作檢波橋的輸出電壓，其控制方式與諧振電壓一致；在每位開關周期對每一相llc變換器的檢波橋輸出電壓的峰值進行取樣，表示為llc并聯系統檢波橋輸出電壓的平均值，ioi為第i相的檢波橋輸出電壓峰值的取樣值，eoi為第i相檢波橋輸出電壓與并聯系統的檢波橋輸出電壓平均值的偏差：
當測量到第i相的檢波橋輸出電壓小于并聯系統的檢波橋輸出電壓的平均值時，即eoi≠0時，則通過pi控制器的調節，調整第i相的開關訊號改變第i相的零矢量長度，進而降低第i相電壓值，直到eoi＝0，此時第i相的檢波橋輸出電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值；llc并聯系統中的每一相llc變電路都進行控制，當系統每一相的偏差eoi＝0時，每一相的檢波橋輸出電壓都與并聯系統的檢波橋輸出電壓平均值相等，即完成了均流控制。
本發明的有益療效在于：
(1)本發明的均流控制方式在不改變llc變換器的拓撲結構的條件下完成均流，不添加多余的硬件，不降低并聯系統成本。
(2)本發明的均流控制方式不會使llc變換器喪失軟開關，即保證了均流，又保證了變換器的效率。
(3)可用在交錯并聯系統，實現均流的同時也降低系統輸出雜訊，提升系統容量。
(4)系統的均流控制可以按照并聯狀態實時調整，某相出故障時可借助軟件關掉該相，不影響整個并聯系統的正常工作。
附圖說明
圖1為本發明llc變換器的拓撲結布光。
圖2為本發明的控制原理圖。
圖3為本發明未注入零矢量時諧振腔的輸入電流。
圖4為本發明中注入零矢量后諧振腔的輸入電流。
圖5為本發明零矢量注入方式的示意圖。
圖6為本發明輸入及輸出端均并聯的電路結布光。
圖7為本發明輸入串聯輸出并聯的電路結布光。
具體施行方法
下邊結合附圖和施行例對本發明進一步說明。
本發明提出了一種新型的均流控制方式，才能在llc變換器交錯并聯的前提下完成均流，而且不添加額外的硬件或則改變電路結構，不降低系統成本，但是在實現均流的同時還能不遺失llc變換器軟開關的優點。
因為電感、電容以及變壓器等器件不可防止的偏差，會造成并聯系統中單獨相llc變換器之間的增益不同，因而形成電壓不均等的問題。為了補償增益的差別，本發明中提出了零矢量注入的方式，通過向諧振腔的輸入電流uab中注入零矢量，因而調整變換器的整體增益以實現均流。
本發明的實現步驟為：
步驟1：設計llc電路，輸入電流為vin，經過全橋逆變橋后，步入諧振腔并經過變壓器變壓，變壓后的電流經過全橋檢波橋輸出，其中，檢波橋的實際負載為rl，諧振腔的諧振電容為cr，電容cr串聯諧振電感lr，并聯電感為電樞電感lm，確定關鍵參數變壓器鐵損，諧振電容，諧振電感和電樞電感，如圖1所示，功放逆變橋與后級檢波橋均為全橋結構的llc電路，當參數設計完成后，llc電路的諧振增益急劇確定且不能改變，除非重新設計，將多個llc電路進行并聯，組成llc電路并聯系統，且llc電路的輸入端為串聯或并聯，輸出端為并聯，如圖6、7所示。
步驟2：對于輸入端串聯或則并聯輸出端并聯的llc電路，使每相的mos管開關訊號相位相差(180/n)°，其中n為并聯系統中llc電路的個數，此即為交錯并聯；在每位開關周期對每相llc電路的諧振電壓的峰值進行取樣，表示為llc電路并聯系統諧振電壓的平均值，iri為第i相的諧振電壓峰值的取樣值，eri為第i相與并聯系統的諧振電壓平均值的偏差：
γi定義為第i相llc變換器的零矢量因子，調節第i相增益所注入的零矢量時間為t＝γits，其中ts為llc變換器的開關頻度；定義gac為llc變換器的諧振腔增益：
式(3)中k為電樞電感與諧振電感的比值，k＝lm/lr，q為品質質數rac為等效負載，rac＝8n2rl/π2，其中n為變壓器的鐵損，rl為實際負載；fx＝fs/fr，fs為開關頻度，fr為諧振頻度，
定義gt為單個llc變換器的整體增益，γi與llc電路的整體增益公式為：
其中n為變壓器的鐵損；
步驟3：當llc并聯系統中參數設計完成后，諧振器件(諧振電容、諧振電感、勵磁電感)的參數不再改變，gac僅由開關頻度決定，每一相的零矢量注入的長度由pi控制器決定，由公式(4)可知，當γi越大時，變換器的增益越小。當測量到第i相的諧振電壓小于并聯系統的諧振電壓的平均值時，即eri≠0時，則通過pi控制器的調節，將第i相變換器的零矢量的長度降低，進而降低其電壓值，直到eri＝0，此時第i相llc變換器的諧振電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值；并聯系統中的每一相llc變換器都用此方式進行控制，當系統達到穩定(即每一相的偏差eri＝0)時，每一相的諧振電壓都與并聯系統的諧振電壓平均值相等電感器串聯和并聯公式，即完成了均流控制。輸出電流始終由逆變橋的開關頻度決定，以上控制方式如圖2中所示。
步驟4：上述步驟1到步驟3方式中，用于參與均流控制的諧振電壓亦可換作檢波橋的輸出電壓，其控制方式與諧振電壓一致。在每位開關周期對每一相llc變換器的檢波橋輸出電壓的峰值進行取樣，以n路為例，表示為并聯系統檢波橋輸出電壓的平均值，ioi為第i相的檢波橋輸出電壓峰值的取樣值，eoi為第i相檢波橋輸出電壓與并聯系統的檢波橋輸出電壓平均值的偏差：
當測量到第i相的檢波橋輸出電壓小于并聯系統的檢波橋輸出電壓的平均值時，即eoi≠0時，則通過pi控制器的調節，調整第i相的開關訊號改變第i相的零矢量長度，進而降低第i相電壓值，直到eoi＝0，此時第i相的檢波橋輸出電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值；并聯系統中的每一相llc變換器都用此方式進行控制，當系統達到穩定(即每一相的偏差eoi＝0)時，每一相的檢波橋輸出電壓都與并聯系統的檢波橋輸出電壓平均值相等，即完成了均流控制。
圖3為未注入零適量時諧振腔的輸入電流，圖4為注入零適量后諧振腔的輸入電流。零矢量注入的形式如圖5所示，圖中實線為未注入零矢量時的開關訊號，白色虛線為注入零矢量以后的開關訊號，白色訊號為輸入到諧振腔的電流uab。
以兩相全橋llc變換器并聯為例，具體步驟為：
步驟1：設計llc變換器，確定關鍵參數，如變壓器鐵損，諧振電容，諧振電感，電樞電感等，以前后級均為全橋結構的llc變換器的拓撲為例，如圖1所示。當參數設計完成后，llc變換器的諧振增益急劇確定且不能改變，除非重新設計。將設計好的單臺llc變換器組成并聯系統，輸入端可串聯亦可并聯，輸出端必須為并聯，如圖6、7所示。
步驟2：對于輸入串聯或則并聯，輸出并聯的llc電路，使其開關訊號相位相差90°，此即為交錯并聯。在每位開關周期對其諧振電壓的峰值進行取樣，表示為并聯系統諧振電壓的平均值，i1、i2分別為第一相和第二相的諧振電壓峰值的取樣值，e1、e2為每一相與并聯系統的諧振電壓平均值的偏差：
γ1、γ2為每一相llc變換器的零矢量因子，拿來調節增益所注入的零矢量時間為t＝γits，其中ts為llc變換器的開關頻度；定義gac為llc變換器的諧振腔增益：
式(8)中k為電樞電感與諧振電感的比值，k＝lm/lr，q為品質質數rac為等效負載，rac＝8n2rl/π2，fr為諧振頻度，fx＝fs/fr；
γi與llc變換器的整體增益公式為：
其中n為變壓器的鐵損；
步驟3：當llc變換器設計完成后，其諧振器件的參數不能改變，gac僅由開關頻度決定。每一相的零矢量注入的長度由pi控制器給出，由公式(9)可知當γ越大時，變換器的增益越小，若當測量到第一相的諧振電壓小于并聯系統的諧振電壓的平均值時，即e1＜0時，此時將e1作為pi控制器的輸入，通過調節，使用如圖5所示的形式降低第一相的注入零矢量的長度，進而降低其電壓值，直到e1＝0，此時第一相的諧振電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值。當第一相的諧振電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值時，第二相的諧振電壓也就必然等于并聯系統諧振電壓的平均值，實現均流。
以上控制方式如圖2中所示。
步驟4：若當前測量到第二相的諧振電壓小于并聯系統的諧振電壓的平均值時，即e2＜0時，此時e2作為pi控制器的輸入，通過調節，使用如圖5所示的形式降低第二相的注入零矢量的長度，進而降低其電壓值，直到e2＝0，此時第一相的諧振電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值。當第二相的諧振電壓等于并聯系統諧振電壓的平均值時，第一相的諧振電壓也就必然等于并聯系統諧振電壓的平均值，均流實現。以上控制方式如圖2中所示。
步驟5：輸出電流的控制則與傳統的llc一致，始終由逆變橋的開關頻度決定，如圖2中所示。
步驟6：上述控制方式中，用于參與均流控制的諧振電壓亦可換作檢波橋的輸出電壓，其控制方式與諧振電壓一致。