1序言
穩壓電源模塊在電路中使用廣泛，目前流行的如LM78、系列等，多數只有3個引腳，結構簡單，使用便捷。一般輸入與輸出之間的壓差小于2V能夠正常工作，但對較低電流電瓶供電的場合。通常降低2V的供電電源需降低20％～40％(對應輸出3V或5V)的成本和容積。用開關電源原理制做的低壓差模塊(如)，可在輸入電流與輸出電流近乎相等的情況下輸出穩定的電流，但對測力等電路需電源雜訊較小的情況。針對上述問題。借助分立元件設計一種低壓差穩壓電源電路。電路元件選用常規元件，成本低。結構簡單。實際電路經實驗測試，具有挺好的負載特點和電流穩定性。
2電路工作原理
圖1為低壓層直流穩壓電源電路原理圖。該電路是由基準電流、電壓放大和電壓放大等3個環節組成。其中，基準電流由TL431形成，按圖1中電路聯接，當通過R0的電壓在0．5~10mA時可獲得穩定的2．5V基準輸出。
輸出電流的具體數值由運算放大器UA確定，采用同相放大器的優越性在于其輸入阻抗極大，可挺好地將TL431輸出的2．5V電流與后級電路隔離，使其不受負載變化的影響；集電極與內阻R3和R2組成比列放大環節，可對基準電流按要求進行比列放大輸出，但輸出電流最大不能超過集電極的電源電流。
電壓放大采用兩個二極管，UA通過驅動調整管VQ2控制調整管VQ1，組成反饋實現電流放大環節，對輸出電流進行調節，進而實現穩壓輸出。晶閘管VD在集電極UA低壓輸出時使調整管VQ2柵極一發射極電流為負，使VQ2立刻步入截至狀態，電壓Ic2迅速增加，VQ2的VCE下降造成VQ1的柵極電流下降，使VQ1的柵極電壓IB降低，從而降低輸出電壓ICQ1(βIB)；反之同理。RL是輸出負載，C0和C1是檢波電容。
3電路主要參數設計
3．1控制環節設計
控制環節回路等效圖如圖2和圖3所示，其中圖2為比列電流增益原理圖，圖3為電壓放大原理圖。
式中，Irg為集電極UA的輸出端1的輸出控制電壓。由式(2)可知，Irg通過控制VQ2啦的電壓IC2控制VQ1的柵極電壓，IB1，R8控制調節管VQ2，從而控制VQ1的輸出電壓IC1，VQ2是與VQ1產生串聯負反饋，無需進一步放大VQ1的輸出電壓IC1，用R8對IC1分流。電路輸出電流Vcc為5V，驅動額定負載是350Ω，供電電源是標準7V輸出的電瓶。運算放大器選LM358，取R1、R2為10kΩ，TL431電壓范圍是100～150mA，選用R1=3kΩ，符合要求。VCC=(1+R2/R1)x2．5=5V。合理選定R8和R9的阻值值，使VQ1和VQ2均工作在線性區。
3．2調整管的選定與靜態工作點的設置
調整管VQ1和VQ2主要參數：(1)反向電流VCEO不大于Vin的2倍的裕量；(2)最大容許電壓ICM，不大于輸出電壓I0的2倍的裕量；(3)耗散功率PCM應在功率耗損的安全區內；一般為了安全可靠，參數應根據實際值的幾倍選定。設置適當的靜態工作點(即確定柵極靜態電壓Ih，發射極電壓Ie，基極一發射極靜態電流Uce)，可以在保證輸出穩定精度的同時使調整管的耗損最小。合適的靜態工作點首先要求調整管工作在放大狀態，其次要滿足電網和負載波動情況下，Ib、Ie、Ucc盡量小，以降低耗損。設置靜態工作點要選擇合適的驅動管VQ1和偏置內阻R8、R9。VQ1的靜態工作點為：
式中，Irg為集電極的控制輸出訊號，Vin為電源電流，Vcc為5V輸出電流，RL為額定負載200Ω，VD是三極管導通電流0．7V。
由式(3)和(4)可以確定VQ2的參數，之后，估算內阻R9：
使用放大倍數β1、β2在30-80之間的調整管，放大倍數較大的調整管消耗功率較小，但穩定性增加，這兒選定β為50，設計供電電源在5．2～9V之間波動，為了避免電源電流高時焚毀調整管VQ2，加約1kΩ的內阻R8以限流保護。
3．3過流保護電路的設計
圖3中，內阻Ri與二極管VQ3組成過流保護環節。輸出電壓過大時，采樣內阻Ri上的電流小于0．7V，VQ3導通，促使調整管集電極電流Vbe增加，直至關掉電源輸出。R4=0．7／kIC。其中電源電流過大電壓波動，LC為輸出電壓，K為最大過流系數，一般取值約1．5。R7=(Vcc-Uce3)／Ie3≈Vrg/Ic3，限制Ic3不宜過大，以免VQ3過流損毀。
4試驗
圖4為設計的一個直流穩壓電源模塊，輸入電源為直流5～9V的蓄電瓶組；分別對設計電路進行電源特點和負載特點試驗，其中負載特點試驗以輸入的6．5V蓄電瓶模擬實際使用工作環境。圖5為其試驗記錄結果。輸出雜訊試驗數據，當電源輸入電流為5-11V電源電流過大電壓波動，輸出雜訊為5～8mV。
5結束語
通過剖析與試驗可看出，該直流電源穩壓模塊具有穩壓精度高、負載特點好等特征，且電路簡單，另外可借助插口P0檢測實際電源，此電路已投入生產，通過實踐檢驗該電路設計性能可靠，耗電少，可挺好滿足單電源供電應用情況。