基于反電動勢的無感無刷馬達控制（第二節）[復制鏈接]本帖最后由番薯ing于2016-6-1710:00編輯第二節直接反電動勢檢查式無感無刷直流馬達驅動在本節，首先回顧了一種常用的反電動勢檢查方式。之后，我們討論并提出新奇的反電動勢檢查方...第二節直接反電動勢檢查式無感無刷直流馬達驅動在本節，首先回顧了一種常用的反電動勢檢查方式。之后，我們討論并提出新奇的反電動勢檢查方案。試驗結果證明了舊式反電動勢檢查方案和無感系統的優點。非常的，一種首先商業化的用于無感無刷馬達驅動的廉價混和訊號微控制器被開發，內嵌了測量電路以及馬達控制外設，他具有標準的8位微控制器核心。2.1普通反電動勢測量方案對單相無刷直流馬達來說，標準的，他是用六步120度換相模式來驅動的。在同剎那間，只有單相中的兩相通電壓。舉例來說，當A相和B相通電時，C相懸空。這個通電傳導間隔持續60度電角度，也稱一步。傳統的從一步跳到下一步的方法叫做換向。所以，在一個周期內總共有6步。如后面章節中Fig1.2B所示，第一步是AB，之后是AC，到BC，到BA，到CA到CB之后重復這些模式。
一般，為了獲得最佳控制和最大扭力/安培值，我們這樣切換電壓：保持相內的電壓與相反電動勢同相。切換時間由定子資料位置決定。由于反電動勢的波形由定子位置決定，這就使在反電動勢已知的情況下確定換向時間成為可能。在Fig。2.1中，相電壓與相反電動勢同相。假如過零點的相反電動勢才能檢測，我們就能否曉得哪些時侯切換電壓。如前所述，在任一時刻反電動勢，只有兩相導通電壓，第單相懸空是開放的。這打開了一扇在懸空線圈測量反電動勢的窗口。圖Fig2.2解釋了這些測量方案原理。我們檢測了懸空端的端電流。這些方案須要馬達中立點電流以得到過零點的反電動勢，由于這些反電動勢電流是以馬達中立點電流為參考的。端電流與中立點電流相比較，則過零點的反電動勢就得到了。在多數情況下，馬達中立點不好得到。實際上，最常使用的方式是構造一個虛擬中立點，理論上，與Y型聯接的馬達中心點在同一電勢，然觀后感知虛擬中立點與懸空相的端電流的差異。虛擬中立點用內阻來建立，如圖Fig2.2（B）。這些方案比較簡單。從這些方式發明下來就仍然被常年使用。并且，這些方案也有缺點。資料因為PWM驅動，中立點并不是靜止的點。這點的電勢從上倒下跳動。他形成很高的串擾電流和高頻噪音。
為此我們須要電流分配器和低通混頻器以消弱串擾電流和高頻噪音，如圖Fig2.3所示。舉例來說，假如直流總線電流是300V，中立點的電勢能從0V到300V之間變化。比較器容許的串擾電流只有大約5V。我們可知須要多大的衰減。顯著的，分壓器在低速情況下將消弱訊號敏感性，尤其是在須要更大敏感性的啟動階段。另一方面，須要的低通混頻器將導致一個與定子速率無關的固定延后。當定子速率降低時，這個延后占總體時間的比列也在上升。這個延后將妨礙電壓曲線和反電動勢曲線對齊，將在高速狀態下造成嚴重的切換問題。為此，這些方式常常具有較窄的速率區間。過去，有好多可以支持無刷直流馬達的集成電路，她們都基于以上討論的方案。包括的，的，和的.這種芯片都具有我們提及的缺點。同樣，她們都是模擬元件，在實際應用時欠缺彈性。資料在文獻中，一些其他無感無刷直流馬達控制方案也有所報導。反電動勢集成法在定子速率下具有減緩開關噪音敏感度和在換相器切換頓時手動適應的優點。反電動勢集成在低速下依然存在確切性問題。定子位置可以由固定在轉子上的三次紋波電流組件確定。
缺點是在低速情況下三次紋波電流相對值較低。定子位置信息由聯接在未激活相的續流晶閘管（儲能晶閘管）的導通狀態決定。測量電路相對復雜，但是在低速情況下依然存在問題。2.2推薦的直接反電動勢監測方案像之前討論的那樣，在無感系統中，含有雜訊的中立點造成了好多問題。推薦的反電動勢監測方案企圖回避中立點電流。假如我們采用適當的PWM策略，相對于GND的反電動勢電流可以被直接從馬達接線端的電流中提取下來。對于無刷直流馬達驅動來說，只有單相中的兩相在同一時間通電。PWM驅動訊號可以在以下三種形式間改變：-在高臂端:PWM只在高臂端的開關中應用，低臂端在這一步期間保持開狀態。.-在低臂端:PWMis被加在低臂端開關上，高臂端在這一步元件保持開狀態。-在兩端:高臂端和低臂端一起開或關。在我們提出的方案中，PWM訊號只提供給高臂開關，反電動勢在PWM關掉時間測得。Fig2.4顯示了構想的測量電路。Fig2.4和fig2.2的不同是在fig2.4中在訊號處理時馬達中立點電流沒有被使用。資料假定在特定的步元件，A相和B相通電，C相懸空。A相的下部開關由PWM控制，B相的上部開關保持接通狀態。端電流Vc被檢測到。
Fig2.5顯示了PWM訊號的分布。資料Fig2.6顯示了電路模型的導電剖析當A相的下部開關閉合，電壓流經開關到AB的線圈。當移相的下部晶體管關斷，電壓通過晶閘管續流流經A相上部開關。在此續流元件，在C相沒有電壓的情況下，端電流Vc在C相被測量到形成的反電動勢。通過電路，很簡單的得到Vc=Ec+Vn，Vc是懸空端C相的端電流，Ec是相反電動勢，Vn是馬達中立點電流。從相A，假如后端的晶閘管電壓降被忽視，我們有：資料對于B相，假如開關的后端壓降忽視，我們有：2.1和2.2相乘得假定這是一個平衡單相系統，假如我們忽視三次紋波，我們有或則我們不忽視三次紋波反電動勢，我們有e3代表三次紋波先讓我們忽視三次紋波完成剖析通過2.3和2.4我們有為此，端電流Vc資料從前面的方程，可以看作在PWM關掉期間，也就是電壓續流元件，懸空相的端電流是直接與反電動勢電流成反比的沒有疊加任何開關噪音。同樣重要的是明白這一點，端電流是與GND為參考的，而不是懸空中立點電流，我們不須要害怕串擾電流。由于真正的反電動勢是從端電流中提取的，相反電動勢過零點可以被精確的測量到。假如我們考慮三次紋波，從式2.3和2.5所以端電流Vc為此，端電流將參照三次紋波。
然而，由于基本波動的過零點與三次紋波的過零點伴隨，三次紋波不會影響基本波形的過零點。我們做了一些測試去顯示基本波形與三次紋波之間的聯系。Fig2.7和Fig2.8顯示馬達A的結果。Fig2.9和2.10顯示馬達B的結果。兩種馬達的反電動勢的波形不同。但是，兩個馬達的三次紋波的過零點與基本波形重疊，也就是說三次紋波不會影響過零點的基本波形。對馬達B來說，單相有點不平衡。雖然在這些狀態下，基本波形和三次紋波的的過零點重疊的挺好。資料資料因而我們可以在過零點檢查中忽視三次紋波。多項式2.7是一次有效過零檢查。為了實現這個方案，Fig2.11顯示方案的端電流波形。從這個波形看，當懸空相反電動勢訊號可以很容易的從端電流中分離下來。從T1到T2，線圈仍然懸空；從T2到T3，線圈導通；從T3到T4，線圈又懸空。反電動勢訊號可以在PWM關斷狀態下被測量到。假如反電動勢為負，換向器的并行三極管最小0.7V。當反電動勢為正時，其在端電流中顯示下來。在T1到T2期間，過零點的上升沿被監測到；在t3到T4元件，過零點的增長沿被測量到。資料總的來說，反電動勢測量技術具有好多優點：#高敏感度。首先，由于我們不使用分壓電路，電路沒有哪些衰減。
雖然在低速條件下也是有較好的解決方案。第二，高頻切換噪音可以由PWM關斷元件期間的反電動勢取樣。同步取樣可以比較簡單的消除切換雜訊。第三，由于反電動勢以GNd為參照，串擾電流最小。#因為沒有混頻電路，對高速運轉狀態比較有利。#這些就愛你測方式可以比較容易的用在高電流和低電流系統中，不用在評判電流時過于投入。#由于過零點的反電動勢檢查是沒有衰減的。#他比較容易實現，后續部份會提到。2.3提出的反電動勢檢查方案的硬件實現開發同步取樣電路用于測量反電動勢過零點。近來幾年，隨著混和訊號IC技術，OC（片上系統）元件顯得可行。精確模擬，高吞吐量處理器和在系統可編程儲存器和其他外設可以被植入單個芯片。SOC元件有好多優點，包括更低的系統成本，更小的容積，優秀的系統表現和可靠性。八位微控制器早已成為近二六年來嵌入式控制系統的主流。我們可以以較低的價錢得到這種元件；指令集愈發易用。因而，反電動勢檢查電路被嵌入到了標準ST7家族微控制器核心中，使其成為一種廉價的專用的無感無刷直流馬達微控制器。首先，讓我們看一下反電動勢過零點同步測量的具體實現。Fig2.12顯示了反電動勢過零檢查的硬件實現。反電動勢訊號通過一個多路復用器，控制器根據馬達換相階段選擇哪一路輸入成為被測量對象。
由于只有過零點是我們感興趣的，最高電流被三極管鉗制在5V，因而保持電流在檢查器放大器的阻值范圍內。選擇的訊號與固定的接近于0的參考電流做比較。在關掉時間，反電動勢被與參考電流做比較。在PWM的上升沿，在PWM打開的早期，也就是關斷的末期，將閉鎖比較器輸出以捕獲過零點信息。資料我們推薦的同步取樣電路是通過一個廉價的八位微控制器來實現的，它是一種無感無刷直流馬達驅動專用芯片。圖Fig2.13顯示了該元件的框圖。芯片界定成四個主要部份。×反電動勢過零檢查器是一個同步取樣電路×延遲管理器是一個計時器和8×8位硬件多路復用控制從過零點到換向的適當延后×PWM管理器選擇控制模式，電壓控制模式或電流控制模式×通道管理器發送PWM訊號到正確的開關用于6步換向。資料無感無刷直流馬達驅動系統的原理圖如Fig2.14所示。馬達中斷電流直接通過限流內阻接給微控制器。對于不同電流的應用，我們須要調節阻值值以設定相應的注入電壓。這是一種首先被商業化的專用無感無刷直流馬達驅動芯片。相比其他模擬芯片來說，這些新型的微控制器擁有廉價、可靠、彈性大、智能等優點，我們將在此后的手動燃料泵應用中舉例說明。換向算法用的是標準的無刷直流馬達控制算法。
在反電動勢過零后，再過30電角度開始換向。謝謝這些可編程微控制器，這個系統擁有更大彈性，馬達在開環速率或閉環速率下運行，取決于應用。并且也愈發便捷適應控制參數。舉例來說，過資料零點和換向之間的延后才能很容易的用軟件來調節。一般，相反電動勢過零到換向的延后是30電角度，這樣可以保證反電動勢和電壓保持同相。對好多高速應拿來說，換向可以在域療效下完成，以擴充速率范圍。在硬件核心中的延時管理單元可以通過軟件來調節延后。2.4關鍵實驗波形無感無刷直流馬達驅動早已成功應用到好多家庭家電當中，空氣排風機，真空吸塵器和手動燃料泵和高壓交流供電等。一下波形顯示了好多無感無刷直流馬達驅動系統的關鍵操作波形。Fig2.15顯示了挪開端電流和反電動勢波形。在PWM關掉時期，懸空相的反電動勢從懸空端電流中被提取下來。Fig2.16顯示了單相端電流，反電動勢，過零點訊號。過零訊號的每位觸發沿都與過零點的反電動勢一致。資料Fig2.17顯示了相反電動勢和相電壓。從反電動勢過零點到換向的序列很清楚的表明，反電動勢過零點后30度電角度換向發生。像之前描述的那樣，雖然在低速條件下，反電動勢的幅值較低，過零點檢查也有挺好的幀率。
Fig2.18顯示了在馬達低資料速條件下，反電動勢和過零點訊號的波形。雖然反電動勢的峰值還不到1V，系統一直運行良好。假如速率須要降到更低，用OPAMP改進的電路拿來放大反電動勢訊號。下一章我們將討論這些改進電路。為了評估過零點精度和換向定時，我們用無感方案的馬達來推動一個帶有霍爾傳感的馬達。Fig2.19顯示了霍爾傳感訊號和電壓切換時序。電壓切換時機和霍爾傳感訊號對齊的挺好，這表明過零測量精度很高。資料對于一般辦法，由低通混頻器造成的延后促使馬達很難達到很高速率。對直接反電動勢法來說，速率限制是由反電動勢訊號取樣率決定的，由于反電動勢按開關頻度Fs取樣。最好的測試結果顯示反電動勢的取樣數起碼每步三次就能保證好的幀率。所以最大換向頻度是Fs/3.如我們所知，一個周期內有6步。為此，基本頻度是Fs/18.假如開關頻度是18KHz，基本頻度是1Khz。假如馬達是4極馬達，最大速率可以達到，這早已是一個很高的速率了。Fig2.20顯示了四極馬達運轉在的情況。資料資料
