源電流檢查是一個常用的功能。
例如，對于電池供電的產品，需要實時監測電流，判斷電池的狀態，提醒用戶及時給電池充電或更換電池板。
又如通過測量電池電流來判斷停電，停電后利用電容上儲存的電荷及時供電，維持錄音工作。 在此期間，RAM中的數據會被寫入flash等非易失性存儲中，再次上電后讀取恢復，從而實現掉電記憶功能。
為了保證該功能的可靠性，產品必須滿足電源瞬態測試要求。 例如電源中斷50ms，停電后，并聯在電源兩端的電解電容可以繼續放電，維持負載的正常工作。
50ms瞬時中斷要求電容器對負載放電50ms后，電容器兩端電流仍能滿足設備正常工作要求。
電容值的估算
下面以電路為例，12V電源經LDO穩壓，+3.3V供給負載。
低壓降電路
經計算，+3.3V電源負載電壓為50mA；
對于線性穩壓器，其輸入電壓等于輸出負載電壓加上線性穩壓器的工作電壓（即靜態電壓）；
上圖中Iin=Iload+IQ，從尺寸書上可以看出其靜態電壓約為6mA，所以+12V外接電源的負載電壓為50mA+6mA=56mA。
需要注意的是，對于DC-DC電源，輸入電壓和輸出電壓需要通過效率從功率的角度進行轉換；
從尺寸書上也可以得知，LDO的最小壓降最大值為1.10V，即輸入電流需要在3.3V+1.1V=4.4V以下，LDO可以輸出一個+3.3V的電流穩定。
LDO的靜態電壓和壓差
根據這個參數，+12V輸入電源兩端的電解電容C1必須取大值才能保證+3.3V電源電流在斷電50ms內穩定，負載才能正常工作。
+12V斷電時，C1通過LDO向負載放電，其放電電壓為56mA。
從放電開始，能穩定輸出+3.3V電流到+3.3V的電壓降ΔU=(12-4.4)=7.6V；
由電容I=C*du/dt的電壓電流關系可得C=I*Δt/ΔU=56mA*50ms/7.6V=368uF；
通過仿真軟件，用示波器檢測LDO輸入電流斷電后的波形。 可知，電容以56mA恒流放電時，放電至LDO+3.3V穩定輸出電流4.4V對應的時間為49.9mS，與理論分析一致。 一致。
電容器恒流放電的電流波形
電解電容的容量偏差通常為標稱的±20%；
鋁電解電容器的電氣性能參數受濕度影響：隨著溫度升高，電解液的粘度降低，從而提高其導電率。 因此，溫度升高時電容減小，水溫升高時電容減小，這些現象比其他類型的電解電容器更顯著；
-40℃容量比常溫容量提高10%；
為此，電容器的容量偏差應考慮為標稱容量的±30%；
理論估算得到實際容量要求368uF，應選用368F/70%=525uF的電容，可選用680uF的電容；
軟件設計審查
第一部分，根據計算出的負載電壓，設備正常工作的最小電流，瞬態時間的要求，由電容器的電壓電流關系推導出電容器的電容值； 并通過電源瞬態測試進行驗證。
處理器的中斷資源有限，中斷處理函數通常只用于實時性要求特別高的業務；
例如通訊；
耗時長、實時性要求差的業務，通常在主循環中處理；
因此，斷電檢查和寫入RAM數據或FLASH通常在主程序中完成；
代碼中不能有while for death，比如軟件延時，死等待ADC完成等硬件標志。
需要評估所有中斷的執行時間，主程序的執行時間最長；
在停電的情況下，執行輸入電流測量和保存數據程序可能需要這樣的時間；
對于處理器來說，擦除FLASH的一頁（1kB）的最大時間是40ms；
寫入1個字數據最長時間為70us，保存50個字數據最長時間為3.5ms；
如果需要同時備份一組數據，斷電后50個字的數據保存總時間高達87ms；
事實上，50ms的保持時間并不滿足處理器內部FLASH的掉電記憶要求。
雖然沒有額外備份一組數據，但考慮到總的中斷時間，主程序不可能在3ms內協程一次。
如果使用內置的，如系列，只支持以（4KB）為單位的擦除操作，所需時間最短為40ms，最長為200ms。 畢竟不能在50ms內完成斷電。 記憶;
如果使用，如系列，可以按頁寫，即通過IIC通信發送一頁數據，然后開始寫操作，這樣寫時間可以達到5ms左右；
一個容量為8KB的page的大小，也就是寫入32 Bytes。 考慮碼率的通信時間，總成本約為6ms，寫入100字節數據約需18ms。 即使備份另一組數據，也可以在36ms以內完成，所以協程主程序的最大時間為14ms，努力是可以達到的；
可能有人會問為什么斷電后還要把數據保存在非易失性存儲器中？
如果不考慮成本，鐵電存儲作為非易失性存儲，可以不受限制的隨時寫入；
FLASH的擦寫壽命通常為10萬次；
擦寫壽命通常為100萬次；
通過在軟件算法中對不同磁道進行讀寫平衡，可以延長擦寫壽命。
但是，對于一些快速變化的數據，還是可以滿足使用壽命要求的；
一些外部輸入的高速計數，如生產線上的生產計件，假設1秒內有一個計數。 如果數據發生變化寫入非易失性存儲器，大約一秒擦寫一次； 大約2天擦寫次數會達到16萬次。
根據以上信息，
電源電流測量電路剖析
測量電源電流測量電路
上圖是一個簡單的電源電流測量電路，將電源電流通過內阻分壓后接到MCU的ADC口。
晶閘管D1不僅起到電源反接保護作用，而且防止電容C1上的電流回流到輸入電源檢測電路中，以便停電后立即進行測量；
有幾個問題需要考慮：
1）測量電路的工作電壓，以智能灌溉球閥控制器為例，設備采用9V酸性電池供電，實測容量約為；
MCU休眠幀率可以做到10uA左右；
根據設定的定時澆水邏輯，借助RTC的Alarm功能，每晚定時被喚醒，驅動球閥開啟施肥。
驅動電壓約500mA，驅動時間約1s，執行1次耗電0.14mAh，三天執行3次總耗電0.42mAh；
設備待機三天耗電量約為0.24mAh；
三天總耗電量0.66mAh，電池可使用606天；
電源電流測量電路的平均工作電壓約為64uA，三天耗電量為1.54mAh，遠小于單片機的睡眠幀率。 在此電壓下，電池只能使用180天左右；
減小R2的阻值雖然可以降低測量電路的電壓，但是阻值大的電阻精度差，PCB板表面絕緣的內阻也會影響檢測精度。
2）MCU端口保護，在該電路中，MCU端口通過分壓內阻R2暴露在外；
當發生靜電放電、電磁干擾、雷擊、接地不良、感性負載切換等情況時，可能有浪涌電流或浪涌電壓從外部接入MCU；
浪涌電流時間很短，一般為幾十毫秒，幅度可達數千伏；
D1導通后正向電流可以被C1和C2吸收，由于D1導通所需的響應時間和布線寄生電感的影響，難免會有高壓脈沖進入IO口；
電源電流越大，R3兩端的分壓值越大。 當分壓值超過MCU工作電流與MCU端口上拉保護晶閘管正向導通電流之和時，
然后電壓通過上拉保護晶閘管流向MCU的電源；
假設供電電流為Vin，單片機工作電流為V+3.3V，單片機內部上拉和下拉保護晶閘管的導通電流為Vf，流經單片機的晶閘管為Iin滿足以下關系：
當(V_{+3.3V}+V_f)">時，
根據單片機的尺寸書，如果流過保護晶閘管的電壓超過10mA，可能會損壞IO口。
對應的輸入電流為：
同樣，當負電流高于1008V時，IO口可能損壞；
對于這些情況，靠近 MCUIO 端口放置的小電容器可以起到至關重要的保護作用；
浪涌電流或靜電的特點是時間很短，最多只有幾十秒；
電容兩端電流不能突變，輸入電流通過R2、R3對電容充電，時間常數τ為，
電容器兩端的電流為：
應保證在高壓脈沖持續時間內，電容兩端的電流不能充電到單片機內部保護晶體管導通的點；
考慮持續時間為20us、幅度為2000V的電流，必須滿足：
frac{20us}{-ln(1-frac{0.3}{2000})}=0.13s">
frac{0.13}{R_2//R_3}=14uF">
問題是，
1）如果保護電流高達幾千V，浪涌電流持續幾十us，為防止對MCU造成損壞電流與電壓成什么比，需要的電容值比較大；
2）出于保護的目的，選擇了大電容，同時會導致電容放電緩慢，導致MCU無法及時檢測到掉電。 為實現停電記憶，要求有較長的瞬時停電時間；
浪涌電流需要通過雙極型TVS或壓敏電阻內阻進行鉗位。
電源電流測量電路的改進
可用二極管來控制測量電路的通斷，如右圖所示：
開關控制電源電流測量電路
MCU的IO口輸出高低電平，通過Q1、Q2控制電源電流測量電路的通路；
只有在需要檢查時才輸出高電平使Q1和Q2導通。 電源電流經R2、R6分壓后送至ADC端口進行測量。 如果是電池供電，此時會消耗電池的電量。
還有一種更簡單的電路也可以達到同樣的效果；
優化電源電流測量電路
與之前的電路相比，少了一個PNP二極管和兩個電路，可以省幾毛錢。 螞蟻腳也是肉。 摘下口罩后，大體情況不明朗，還能省一點。
電路設計的要點是選擇合適的柵極、集電極結和發射結電阻，使二極管Q1處于飽和導通狀態；
假設二極管始終處于放大狀態，
供電電流為Vin，MCU端口輸出高電平為VO；
B極電壓為IB，C極電壓為IC，BE極壓降為VF；
流過內阻R1的電流為VE，流過二極管CE的電流為VCE。
二極管C極的電壓放大倍數為β，建立如下關系：
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
由1、4可得電流與電壓成什么比，
進一步得到：
VCE的時候
若VO=3.3V，VF=0.7V，R1=10KΩ，R2=100KΩ，則Q1處于飽和導通狀態的條件為：
(kΩ)
取電壓放大倍數β的最小值為50，Vin的最大值為20V，則右式最小值為219kΩ；
因此，R4只需大于219kΩ即可使Q1處于飽和導通狀態；