基礎電路
通常直流穩壓電源都使用220伏市電作為電源，經過變壓、整流、濾波后輸送給穩壓電路進行穩壓，最終成為穩定的直流電源。這個過程中的變壓、整流、濾波等電路可以看作直流穩壓電源的基礎電路，沒有這種電路對市電的前期處理，穩壓電路將難以正常工作。
1、變壓電路
一般直流穩壓電源使用電源變壓器來改變輸入到后級電路的電流。電源變壓器由中級定子、次級定子和鐵芯組成。中級定子拿來輸入電源交流電流，次級定子輸出所須要的交流電流。淺顯的說，電源變壓器是一種電→磁→電轉換元件。即中級的交流電轉化成鐵芯的閉合交變磁場，磁場的磁力線切割次級線圈形成交變電動勢。次級接上負載時，電路閉合，次級電路有交變電壓通過。變壓器的電路圖符號見圖2－3－1。
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2、整流電路
經過變壓器變壓后的依然是交流電，須要轉換為直流電能夠提供給后級電路，這個轉換電路就是檢波電路。在直流穩壓電源中借助晶閘管的單項導電特點，將方向變化的交流電檢波為直流電。
（1）半波檢波電路半波檢波電路見圖2－3－2。其中B1是電源變壓器，D1是檢波三極管，R1是負載。B1次級是一個方向和大小隨時間變化的正弦波電流，波形如圖2－3－3（a）所示。0～π期間是這個電流的正半周，這時B1次級下端為正上端為負，晶閘管D1正向導通，電源電流加到負載R1上，負載R1中有電壓通過；π～2π期間是這個電流的負半周，這時B1次級下端為負上端為正，晶閘管D1反向截至，沒有電流加到負載R1上，負載R1中沒有電流通過。在2π～3π、3π～4π等后續周期中重復上述過程，這樣電源負半周的波形被“削”掉，得到一個單一方向的電流，波形如圖2－3－3（b）所示。因為這樣得到的電流波形大小還是隨時間變化，我們稱其為脈動直流。
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設B1次級電流為E，理想狀態下負載R1兩端的電流可用下邊的公式求出：
（2）全波檢波電路
因為半波檢波電路的效率較低，于是人們很自然的想到將電源的負半周也借助上去，這樣就有了全波檢波電路。全波檢波電路圖見圖2－3－6。相對半波檢波電路，全波檢波電路多用了一個檢波晶閘管D2，變壓器B1的次級也降低了一個中心抽頭。這個電路實質上是將兩個半波檢波電路組合到一起。在0～π期間B1次級下端為正上端為負，D1正向導通，電源電流加到R1上，R1兩端的電流下端為正上端為負，其波形如圖2－3－7（b）所示，其電壓流向如圖2－3－8所示；在π～2π期間B1次級下端為負上端為正，D2正向導通，電源電流加到R1上，R1兩端的電流還是上端為正上端為負，其波形如圖2－3－7（c）所示，其電壓流向如圖2－3－9所示。在2π～3π、3π～4π等后續周期中重復上述過程，這樣電源正負兩個半周的電流經過D1、D2檢波后分別加到R1兩端，R1上得到的電流總是上正下負，其波形如圖2－3－7（d）所示。
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設B1次級電流為E，理想狀態下負載R1兩端的電流可用下邊的公式求出：
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檢波晶閘管D1和D2承受的反向峰值電流為：
全波檢波電路每位檢波晶閘管上流過的電壓只是負載電壓的一半，比半波檢波小一倍。
（3）橋式檢波電路
因為全波檢波電路須要特制的變壓器，制做上去比較麻煩，于是出現了一種橋式檢波電路。這些檢波電路使用普通的變壓器，而且比全波檢波多用了兩個檢波晶閘管。因為四個檢波晶閘管聯接成電橋方式，所以稱這些檢波電路為橋式檢波電路。
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由圖2－3－13可以看出在電源正半周時，B1次級下端為正，上端為負，檢波晶閘管D4和D2導通，電壓由變壓器B1次級下端經過D4、R1、D2回到變壓器B1次級上端；由圖2－3－14可以看出在電源負半周時，B1次級上端為正，下端為負，檢波晶閘管D1和D3導通，電壓由變壓器B1次級上端經過D1、R1、D3回到變壓器B1次級下端。R1兩端的電流仍舊是上正下負，其波形與全波檢波時一致。
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設B1次級電流為E，理想狀態下負載R1兩端的電流可用下邊的公式求出：
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檢波晶閘管D1和D2承受的反向峰值電流為：
橋式檢波電路每位檢波晶閘管上流過的電壓是負載電壓的一半，與全波檢波相同。
一般情況下橋式檢波電路都簡化成圖2－3－17的方式
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（4）倍壓檢波電路
后面介紹的三種檢波電路輸出電流都大于輸入交流電流的有效值，假如須要輸出電流小于輸入交流電流有效值時可以采用倍壓電路，見圖2－3－18。由圖2－3－19可知，在電源的正半周，變壓器B1次級下端為正上端為負，D1導通，D2截至，C1通過D1充電電流和電路ppt，充電后C1兩端電流接近B1次級電流峰值，方向為左端正右端負；由圖2－3－20可知，在電源的負半周，變壓器B1次級下端為負上端為正，D1截至，D2導通，C2通過D1充電，充電后C2兩端電流接近C1兩端電流與B1次級電流峰值之和，方向為下端正下端負。因為負載R1與C1并聯，當R1足夠大時，R1兩端的電流即為接近2倍B1次級電流。
二倍壓檢波電路還有另外一種方式的畫法，見圖2－3－21，其原理與圖2－3－18完全一致，只是表現方式不一樣。
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二倍壓電路還可以很容易的擴充為n倍壓電路，具體電路見圖2－3－22。
3、濾波電路
交流電經過檢波后得到的是脈動直流，這樣的直流電源因為所含交流雜訊很大，不能直接用作電子電路的電源。混頻電路可以大大減少這些交流雜訊成分，讓檢波后的電流波形顯得比較平滑。
（1）電容混頻電路電容混頻電路圖見圖2－3－23，電容混頻電路是借助電容的充放電原理達到混頻的作用。在脈動直流波形的上升段，電容C1充電，因為充電時間常數很小，所以充電速率很快；在脈動直流波形的增長段，電容C1放電，因為放電時間常數很大，所以放電速率很慢。在C1還沒有完全放電時再度開始進行充電。這樣通過電容C1的反復充放電實現了混頻作用。混頻電容C1兩端的電流波形見圖2－3－24（b）。
3、濾波電路
交流電經過檢波后得到的是脈動直流，這樣的直流電源因為所含交流雜訊很大，不能直接用作電子電路的電源。混頻電路可以大大減少這些交流雜訊成分，讓檢波后的電流波形顯得比較平滑。
（1）電容混頻電路電容混頻電路圖見圖2－3－23，電容混頻電路是借助電容的充放電原理達到混頻的作用。在脈動直流波形的上升段，電容C1充電，因為充電時間常數很小，所以充電速率很快；在脈動直流波形的增長段，電容C1放電，因為放電時間常數很大，所以放電速率很慢。在C1還沒有完全放電時再度開始進行充電。這樣通過電容C1的反復充放電實現了混頻作用。混頻電容C1兩端的電流波形見圖2－3－24（b）。
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選擇混頻電容時須要滿足下式的條件：
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（2）電感混頻電路
電感混頻電路圖見圖2－3－26。電感混頻電路是借助電感對脈動直流的反向電動勢來達到混頻的作用，電感量越大混頻療效越好。電感混頻電路帶負載能力比較好，多用于負載電壓很大的場合。
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（3）RC混頻電路
使用兩個電容和一個內阻組成RC混頻電路，又稱π型RC混頻電路。見圖2－3－27所示。這些混頻電路因為降低了一個內阻R1，使交流雜訊都分擔在R1上。R1和C2越大混頻療效越好，但R1過大又會導致壓降過大，減少了輸出電流。通常R1應遠大于R2。
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（4）LC混頻電路
與RC混頻電路相對的還有一種LC混頻電路，這些混頻電路綜合了電容混頻電路雜訊小和電感混頻電路帶負載能力強的優點。其電路圖見圖2－3－28。
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（5）有源混頻電路
當對混頻療效要求較高時，可以通過降低混頻電容的容量來提升混頻療效。并且受電容容積限制，又不可能無限制減小混頻電容的容量，這時可以使用有源混頻電路。其電路方式見圖2－3－29，其中電阻R1是二極管T1的柵極偏流內阻，電容C1是二極管T1的柵極混頻電容，內阻R2是負載。這個電路實際上是通過二極管T1的放大作用電流和電路ppt，將C1的容量放大β倍，即相當于接入一個（β+1）C1的電容進行混頻。
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圖2－3－29中，C1可選擇幾十微法到幾標頭法；R1可選擇幾百歐到幾千歐，具體取值可依照T1的β值確定，β值高，R可取值稍大，只要保證T1的基極－發射極電流（UCE）小于1.5V即可。T1選擇時要注意耗散功率PCM必須小于UCEI，假如工作時發熱較大則須要降低散熱片。有源混頻電路屬于二次混頻電路，功放應有電容混頻等混頻電路，否則難以正常工作。
4、整流混頻電路總結
（1）常用檢波電路性能對照電路名稱每位原件承受的最大反向電流每位原件的平均電壓變壓器次級電流有效值變壓器次級電壓有效值半波檢波3.14UI2.221U＋e1.571I全波檢波3.14U0.5I1.111U＋e0.786I橋式檢波1.571U0.5I1.111U＋2e1.111I注：U為負載兩端電流值；I為負載上電壓值；e為檢波晶閘管壓降，通常取0.7V。
（2）常用無源混頻電路性能對照電路名稱混頻療效輸出電流輸出電壓應用特征電容混頻稍差高稍小結構簡單。因為大容量混頻電容的廣泛使用，克服了混頻療效稍差的缺點，廣泛用于各種電源電路。電感混頻較差低大電源電路中較少使用。RC混頻較好較高小常用于電子管收音機電路和各種高低頻退耦電路。LC混頻挺好高稍小電源電路中較少使用。
（3）電容混頻電路輸出電壓大小與檢波電容量的關系輸出電壓（A）210.5～10.1～0.50.05～10.05電容量（μF）～
（4）常用檢波混頻電路估算表電路名稱（均使用電容混頻）輸入交流電流（有效值）負載開路時輸出電流帶負載時輸出電流（恐怕值）每位晶閘管的最大反向電流每位三極管通過的電壓須要使用的晶閘管數目半波檢波E1..全波檢波2E1.414E1.2E2.828E0.5I2橋式檢波E1.414E1.2E1.414E0.5I4二倍壓E2..
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