在并聯穩壓電路中我們提到并聯穩壓電源有效率低、輸出電流調節范圍小和穩定度不高這三個缺點。而串聯穩壓電源剛好可以防止這種缺點，所以現今廣泛使用的通常都是串聯穩壓電源。
一、簡易串聯穩壓電源1、原理剖析
圖4－1－1是簡易串聯穩壓電源，T1是調整管，D1是基準電流源，R1是限流阻值，R2是負載。因為T1集電極電流被D1固定在UD1，T1發射結電流（UT1）BE在T1正常工作時基本是一個固定值（通常硅管為0.7V，鍺管為0.3V），所以輸出電流UO＝UD1－（UT1）BE。當輸出電流遠小于T1發射結電流時，可以忽視（UT1）BE，則UO≈UD1。
下邊我們剖析一下建議串聯穩壓電源的穩壓工作原理：
假定因為某種誘因導致輸出電流UO減少，即T1的發射極電流（UT1）E增加，因為UD1保持不變，因而導致T1發射結電流（UT1）BE上升，導致T1集電極電壓（IT1）B上升，進而導致T1發射極電壓（IT1）E被放大β倍上升，由晶體管的負載特點可知，這時T1導通愈發充分管壓降（UT1）CE將迅速減弱，輸入電流UI更多的加到負載上，UO得到快速下降。這個調整過程可以使用下邊的變化關系圖表示：
UO↓→（UT1）E↓→UD1恒定→（UT1）BE↑→（IT1）B↑→（IT1）E↑→（UT1）CE↓→UO↑
當輸出電流上升時，整個剖析過程與前面過程的變化相反，這兒我們就不再重復，只是簡單的用下邊的變化關系圖表示：
UO↑→（UT1）E↑→UD1恒定→（UT1）BE↓→（IT1）B↓→（IT1）E↓→（UT1）CE↑→UO↓
這兒我們只剖析了輸出電流UO增加的穩壓工作原理，雖然輸入電流UI增加等其他情況下的穩壓工作原理都與此類似，最終都是反應在輸出電流UO增加上，因而工作原理大致相同。
從電路的工作原理可以看出，穩壓的關鍵有兩點：一是穩壓管D1的穩壓值UD1要保持穩定；二是調整管T1要工作在放大區且工作特點要好。
雖然還可以用反饋的原理來說明簡易串聯穩壓電源的工作原理。因為電路是一個射極輸出器，屬于電流串聯負反饋電路，電路的輸出電流為UO＝（UT1）E≈（UT1）B，因為（UT1）B保持穩定，所以輸出電流UO也保持穩定。
簡易串聯穩壓電源因為使用固定的基準電流源D1，所以當須要改變輸出電流時只有更換穩壓管D1，這樣調整輸出電流特別不便捷。另外因為直接通過輸出電流UO的變化來調節T1的管壓降（UT1）CE，這樣控制作用較小，穩壓療效還不夠理想。因而這些穩壓電源僅僅適宜一些比較簡單的應用場合。
2、電路實例
圖4－1－1是簡易串聯穩壓電源的一個實際應用電路，這個電路用在上海市無線電五廠生產的“詠梅”牌771型8管臺式收音機上。其中T8、DZ、R18構成簡易穩壓電路，B6、D4～D7、C21組成檢波混頻電路。因為T8發射結有0.7V壓降，為保證輸出電流達到6V，應選用穩壓值為6.7V左右的穩壓管。
二、串聯負反饋穩壓電源因為簡易串聯穩壓電源輸出電流受穩壓管穩壓值得限制未能調節，當須要改變輸出電流時必須更換穩壓管，導致電路的靈活性較差；同時由輸出電流直接控制調整管的工作，導致電路的穩壓療效也不夠理想。所以必須對簡易穩壓電源進行改進，降低一級放大電路，專門負責將輸出電流的變化量放大后控制調整管的工作。因為整個控制過程是一個負反饋過程，所以這樣的穩壓電源叫串聯負反饋穩壓電源。
1、原理剖析
圖4－2－1是串聯負反饋穩壓電路電路圖，其中T1是調整管，D1和R2組成基準電流，T2為比較放大器，R3～R5組成采樣電路，R6是負載。其電路組成框圖見圖4－2－2。
假定因為某種緣由導致輸出電流UO增加時，通過R3～R5的采樣電路，導致T2柵極電流（UT2）O成比列增長，因為T2發射極電流（UT2）E受穩壓管D1的穩壓值控制保持不變，所以T2發射結電流（UT2）BE將減少，于是T2柵極電壓（IT2）B減少，T2發射極電壓（IT2）E追隨減少，T2管壓降（UT2）CE降低，造成其發射極電流（UT2）C上升，即調整管T1集電極電流（UT1）B將上升，T1管壓降（UT1）CE降低，使輸入電流UI更多的加到負載上，這樣輸出電流UO就上升。這個調整過程可以使用下邊的變化關系圖表示：
UO↓→（UT2）O↓→UD1恒定→（UT2）BE↓→（IT2）B↓→（IT2）E↓→（UT2）CE↑
→（UT2）C↑→（UT1）B↑→（UT1）CE↓→UO↑
當輸出電流下降時整個變化過程與前面完全相反，這兒就不再贅言，簡單的用右圖表示：
UO↑→（UT2）O↑→UD1恒定→（UT2）BE↑→（IT2）B↑→（IT2）E↑→（UT2）CE↓
→（UT2）C↓→（UT1）B↓→（UT1）CE↑→UO↓
與簡易串聯穩壓電源相像，當輸入電流UI或則負載等其他情況發生時，就會導致輸出電流UO的相應變化，最終都可以用前面剖析的過程說明其工作原理。
在串聯負反饋穩壓電源的整個穩壓控制過程中，因為降低了比較放大電路T2，輸出電流UO的變化經過T2放大后再去控制調整管T1的柵極，使電路的穩壓性能得到提高。T2的β值越大，輸出的電流穩定性越好。
2、調節輸出電流
后面我們還說到R3～R5是采樣電路，因為采樣電路并聯在穩壓電路的輸出端，而采樣電壓實際上是通過這三個內阻分壓后得到。在選定R3～R5的電阻時，可以通過選擇適當的內阻值來使流過于壓內阻的電壓遠小于流過T2柵極的電壓。也就是說可以忽視T2柵極電壓的分流作用，這樣就可以用內阻分壓的估算方式來確定T2柵極電流（UT2）B。
當R4滑動到最下端時T2相線電流（UT2）B為：
此時輸出電流為：
這時的輸出電流是最小值。
當R4滑動到最上端時T2集電極電流（UT2）B為：
此時輸出電流為：
這時的輸出電流是最大值。
以上估算中，當（UT2）BE《《UD1時可以忽視（UT2）BE的值。
通過前面的估算我們可以看出，只要合適選擇R3～R5的電阻就可以控制輸出電流UO的范圍，改變R3和R5的電阻就可以改變輸出電流UO的邊界值。
3、增加輸出電壓
當輸出電壓不能達到要求時，可以通過采用復合調整管的方式來降低輸出電壓。通常復合調整管有四種聯接形式，如圖4－2－7所示。
圖4－2－7中的復合管都是由一個小功率二極管T2和一個大功率二極管T1聯接而成。復合管就可以看作是一個放大倍數為βT1βT2，極性和T2一致，功率為（PT1）PCM的大功率管，而其驅動電壓只要求（IT2）B。
圖4－2－8是一個實用串聯負反饋穩壓電源電路圖。此電路采用圖4－2－7（a）中的復合管聯接方式來降低輸出電壓大小。另外還降低了一個電容C2，它的主要作用是避免形成移相振蕩，一旦發生移相振蕩可由C2將其旁路掉。
三、設計實例這一節我們綜合運用上面各章節的知識，按照給定條件實際設計一個直流穩壓電源，通過這個設計實例更好的把握串聯負反饋穩壓電源的設計。因為是業余條件下的設計，有些參數指標并沒有過多考慮，有部份參數以經驗值進行計算。這樣可以防止涉及過深、過多的理論知識，對于業余條件下的應用完全可以滿足。
1、電路指標
①直流輸出電流UO：6V～15V；
②最大輸出電壓IO：500mA；
③電網電流變化±10％時電子發燒友并聯電阻，輸出電流變化大于±1％；
2、電路初選
圖4－3－1：直流穩壓電源電路設計初選電路圖
因為橋式檢波、電容混頻電路非常成熟，這兒我們選擇橋式檢波、電容混頻電路作為電源的檢波、濾波部份。因為要求電源輸出電流有一定的調整范圍，穩壓電源部份選擇串聯負反饋穩壓電路。同時因為對輸出電壓要求比較大，調整管必須采用復合管。綜合這種誘因可以初步確定電路的形式，參見圖4－2－9。
3、變壓部份
這一部份主要估算變壓器B1次級輸出電流（UB1）O和變壓器的功率PB1。
通常檢波混頻電路有2V以上的電流波動（設為ΔUD）。調整管T1的管壓降（UT1）CE應維持在3V以上，才會保證調整管T1工作在放大區。檢波輸出電流最大值為15V。按照第二章《常用檢波混頻電路估算表》可知，橋式檢波輸出電流是變壓器次級電流的1.2倍。
當電網電流增長－10％時，變壓器次級輸出的電流應能保證后續電路正常工作，這么變壓器B1次級輸出電流（UB1）OMIN應當是：
（UB1）OMIN＝（ΔUD＋（UT1）CE＋（UO）MAX）÷1.2
（UB1）OMIN＝（2V＋3V＋15V）÷1.2＝20V÷1.2＝16.67V
則變壓器B1次級額定電流為：
（UB1）O＝（UB1）OMIN÷0.9
（UB1）O＝16.67V÷0.9＝18.5V
當電網電流上升＋10％時，變壓器B1的輸出功率最大。這時穩壓電源輸出的最大電壓（IO）MAX為500mA。此時變壓器次級電流（UB1）OMAX為：
（UB1）OMAX＝（UB1）O×1.1
（UB1）OMAX＝18.5V×1.1＝20.35V
變壓器B1的設計功率為：
PB1＝（UB1）OMAX×（IO）MAX
PB1＝20.35V×500mA＝10.2VA
為保證變壓器留有一定的功率余量，確定變壓器B1的額定輸出電流為18.5V，額定功率為12VA。實際訂購零件時假如沒有輸出電流為18.5V的變壓器可以選用輸出電流為18V或以上的變壓器。當選用較高輸出電流的變壓器時，前面各部份電路的參數須要重新估算，以免因為電流過低導致器件損毀。
4、整流部份
這一部份主要估算檢波管的最大電壓（ID1）MAX和耐壓（VD1）RM。因為四個檢波管D1～D4參數相同，所以只須要估算D1的參數。
按照第二章《常用檢波檢波電路估算表》可知，檢波管D1的最大檢波電壓為：
（ID1）MAX＝0.5×IO
（ID1）MAX＝0.5×500mA＝0.25A
考慮到采樣和放大部份的電壓，可選定最大電壓（ID1）MAX為0.3A。
檢波管D1的耐壓（VD1）RM即當市電上升10％時D1兩端的最大反向峰值電流為：
（VD1）RM≈1.414×（UB1）OMAX＝1.414×1.1×（UB1）O≈1.555×（UB1）O
（VD1）RM≈1.555×18.5V≈29V
得到那些參數后可以查閱有關檢波晶閘管參數表，這兒我們選擇額定電壓1A，反向峰值電流50V的作為檢波晶閘管。
5、濾波部份
這兒主要估算混頻電容的電容量C1和其耐壓VC1值。
按照按照第二章混頻電容選擇條件公式可知混頻電容的電容量為（3－5）×0.5×T÷R，通常系數取5，因為市電頻度是50Hz，所以T為0.02S，R為負載內阻。
當最不利的情況下，即輸出電流為15V，負載電壓為500mA時：
C1＝5×0.5×T÷（UO÷IO）
C1＝5×0.5×0.02S÷（15V÷0.5A）≈1666μF
當市電上升10％時檢波電路輸出的電流值最大，此時混頻電容承受的最大電流為：
VC1＝（UB1）OMAX＝20.35V
實際上普通電容都是標準電容值，只能選定相仿的容量，這兒可以選擇2200μF的鋁制電解電容。耐壓可選擇25V以上，通常為留有余量并保證常年使用中的安全，可將混頻電容的耐壓值選大一點，這兒選擇35V。
6、調整部份
調整部份主要是估算調整管T1和T2的基極－發射極反向擊穿電流（BVT1）CEO，最大容許基極電壓（IT1）CM，最大容許柵極耗散功率（PT1）CM。
在最不利的情況下，市電上升10％，同時負載斷路，檢波混頻后的出電流全部加到調整管T1上，這時調整管T1的基極－發射極反向擊穿電流（BVT1）CEO為：
（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
考慮到留有一定余量，可取（BVT1）CEO為25V。
當負載電壓最大時最大容許基極電壓（IT1）CM為：
（IT1）CM＝IO＝500mA
考慮到放大采樣電路須要消耗少量電壓，同時留有一定余量，可取（IT1）CM為600mA。
這樣大容許柵極耗散功率（PT1）CM為：
（PT1）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT1）CM
（PT1）CM＝（20.35V-6V）×600mA＝8.61W
考慮到留有一定余量，可取（PT1）CM為10W。
查詢晶體管參數指南后選擇作為調整管T1。該管參數為：PCM＝20W，ICM＝1A，BVCEO≥50V，完全可以滿足要求。假如實在難以找到也可以考慮用取代，該管參數為：PCM＝50W，ICM＝5A，BVCEO≥60V。
選擇調整管T1時須要注意其放大倍數β≥40。
調整管T2各項參數的估算原則與T1類似，下邊給出各項參數的估算過程。
（BVT2）CEO＝（BVT1）CEO＝（UB1）OMAX＝20.35V
同樣考慮到留有一定余量，取（BVT2）CEO為25V。
（IT2）CM＝（IT1）CM÷βT1
（IT2）CM＝600mA÷40＝15mA
（PT2）CM＝（（UB1）OMAX－UOMIN）×（IT2）CM
（PT2）CM＝（20.35V－6V）×15mA＝0.
考慮到留有一定余量，可取（PT2）CM為250mW。
查詢晶體管參數指南后選擇3GD6D作為調整管T2。該管參數為：PCM＝500mW，ICM＝20mA，BVCEO≥30V，完全可以滿足要求。還可以采用9014作為調整管T2，該管參數為：PCM＝450mW，ICM＝100mA，BVCEO≥45V，也可以滿足要求。
選擇調整管T2時須要注意其放大倍數β≥80。
則此時T2所須要的柵極驅動電壓為：
（IT2）MAX＝（IT2）CM÷βT1＝15mA÷80＝0.
7、基準電源部份
基準電源部份主要估算穩壓管D5和限流內阻R2的參數。
穩壓管D5的穩壓值應當大于最小輸出電流UOMIN，而且也不能過小，否則會影響穩定度。這兒選擇穩壓值為3V的2CWCW51，該型穩壓管的最大工作電壓為71mA，最大幀率為250mW。為保證穩定度，穩壓管的工作電壓ID5應當盡量選擇大一些。而其工作電壓ID5＝（IT3）CE＋IR2，因為（IT3）CE在工作中是變化值，為保證穩定度取IR2＞＞（IT3）CE，則ID5≈IR2。
這兒初步確定＝8mA，則R2為：
R2＝（UOMIN－UD5）÷
R2＝（6V－3V）÷8mA＝375Ω
實際選擇時可取R2為390Ω
當輸出電流UO最高時，為：
＝UOMAX÷R2
＝15V÷390≈38.46mA
這時的電壓大于穩壓管D5的最大工作電壓，可見選擇的穩壓管能否安全工作。
8、取樣部份
采樣部份主要估算采樣內阻R3、R4、R5的電阻。
因為采樣電路同時接入T3的柵極，為防止T3柵極電壓IT3B對采樣電路分壓比形成影響，須要讓IT3B＞＞IR3。另外為了保證穩壓電源空載時調整管才能工作在放大區，須要讓IR3小于調整管T1的最小工作電壓（IT1）CEMIN。因為最小工作電壓（IT1）CEMIN為1mA，因而取＝10mA。則可得：
R3＋R4＋R5＝UOMIN÷
R3＋R4＋R5＝6V÷10mA＝600Ω
當輸出電流UO＝6V時：
UD5＋（UT3）BE＝（R4＋R5）÷（R3＋R4＋R5）×UO
（R4＋R5）＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
（R4＋R5）＝（3V＋0.7V）×600Ω÷6V＝370Ω
當輸出電流UO＝15V時：
UD5＋（UT3）BE＝R5÷（R3＋R4＋R5）×UO
R5＝（UD5＋（UT3）BE）×（R3＋R4＋R5）÷UO
R5＝（3V＋0.7V）×600Ω÷15V＝148Ω
實際選擇時可取R5為150Ω。這樣R4為220Ω，R3為230Ω。但實際選擇時可取R3為220Ω。
9、放大部份
放大部份主要是估算限流內阻R1和比較放大管T3的參數。因為這部份電路的電壓比較小，主要考慮T3的放大倍數β和基極－發射極反向擊穿電流（BVT1）CEO。
這兒須要T3工作在放大區，可通過控制T3的基極電壓（IT3）C來達到。而（IT3）C是由限流內阻R1控制，而且有：
IR1＝（IT3）C＋（IT2）B
一方面，為保證T1就能滿足負載電壓的要求，要求滿足IR1＞（IT2）B；另一方面，為保證T3穩定工作在放大區，以保證電源的穩定度，其基極電壓（IT3）C不能太大。
這兒可以選IR1為1mA，當輸出電流最小時，則R1為：
R1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷IR1
R1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷1mA＝7.6KΩ
實際選擇時可取R1為7.5KΩ。
當輸出電流最大時，IR1為：
IR1＝（（UB1）O－UO－（UT1）BE－（UT2）BE）÷R1
IR1＝（15V－6V－0.7V－0.7V）÷7.5KΩ≈1.013mA
可見當輸出電流最大時IR1上升幅度僅1％，對T3工作點影響不大，可滿足要求。
因為放電電路的電壓并不大，各項電流也都大于調整電路，可以直接選用3GD6D或9014作為放大管T3。
10、其他器件
在T2的柵極與地之間并聯有電容C2，此電容的作用是為避免發生移相振蕩影響電路工作的穩定性，通常可取0.01μF/35V。在電源的輸出端并聯的電容C3是為提升輸出電流的穩定度，非常對于瞬時大電壓可以起到較好的抑制作用，可選470μF/25V鋁電解電容。
10、總結
通過上面的估算，早已得到了所有器件的參數。可以將這種參數標明到圖4－3－1中，這樣就得到完整的串聯負反饋穩壓電源電路圖，見圖4－3－2。這兒估算的雖然都還只是初步的參數，實際組裝完畢后應當仔細檢測電源的各項指標是否符合要求，各部份器件工作是否正常。假如發現問題，應當按照實際情況做出調整。按照調整的結果來修正原理圖中的電路參數，最終完成穩壓電源的設計。
四、串聯穩壓電源的改進舉措上面介紹的串聯負反饋穩壓電源只是一種基本的穩壓電路，實際使用中的穩壓電源可能會有各類各樣的特殊要求。有些要求更高的電流穩定度，有些要求更大的輸出電壓能力，有些要求有漏電保護。這樣就須要針對不同的要求對上面介紹的電路進行改進。下邊就對串聯負反饋穩壓電源的各種改進舉措進行介紹。
1、改善穩定度
通常改善穩定度的方式有：使用恒流源負載、增加電流放大部份的級數、采用輔助的穩定電源、增加補償電路等方式。
使用恒流源負載
因為串聯負反饋穩壓電路是通過輸出電流的變化量，經放大后來調節調整管的管壓降達到穩壓的目的。當放大倍數越高，電源的穩定度就越高。對于二極管放大器，當柵極內阻越大同時輸入內阻越小時，放大倍數就越大。但紋波內阻過會議導致基極電壓過小，會導致輸入內阻減小。為解決這個矛盾，可以使用恒流源負載取代柵極內阻。
圖4－4－1是一種使用二極管恒流源的穩壓電路。圖中實線框內的T4、D2、R6、R7組成恒流源電路，作為T3發射極負載。
圖4－4－2是使用恒流晶閘管作為恒流源的穩壓電路。恒流晶閘管一種能在比較寬的電流范圍內提供恒定電壓的半導體元件。因為具有直流等效內阻低、交流動態阻抗高、穩定系數小、直流電壓降可調的優點。因而可用于替代圖4－4－1中的二極管恒流源。
圖4－4－3是使用場效應管作為恒流源的串聯負反饋穩壓電路。因為結型場效應管具有類似恒流晶閘管的特點，當漏極D接到檢波混頻后的電流，基極G與源極S聯接后接到放大管T3的柵極時，場效應管就成了放大管T3的柵極恒流源負載。
降低電流放大部份的級數
因為當放大電路的放大倍數越高時，電源的穩定度就越高。通常單管放大電路的放大倍數有限，可以采用降低放大電路級數的方式來提升放大倍數，這樣也可以大大增強電源的穩定度。不過降低放大電路的級數后，電路更容易形成移相振蕩電子發燒友并聯電阻，在設計放大電路時須要采取手段防止電路形成自激。因為降低電流放大級數不可防止的降低了電路的復雜程度，通常分離器件制做的穩壓電源中較少使用此方式。
采用輔助的穩定電源
在基本方式的串聯負反饋穩壓電路中，放大管T3的柵極電路R1直接聯接到經檢波混頻后的電流上。因為這個電流不是穩定的電流，當其發生變化時，其變化量會加到調整管的柵極，從而影響輸出電流穩定度。可以通過將R1接入到一個穩定電流的方式來防止這些影響。圖4－4－2中，D2、R6組成輔助穩壓電源，負責向R1提供穩定的電流。這些方式的穩壓電路一般用在大輸出電壓的穩壓電源中，可以明顯提升電源的穩定度。
降低補償電路
因為串聯負反饋穩壓電路是通過輸出電流的變化量來控制穩定度，這么可以直接使用輸入電流的波動或則負載電壓的波動來進行補償控制，理想狀態下可以達到補償療效恰好等于輸出電流的變化量。但因為補償量的估算比較復雜，實際電路中受各類誘因影響，補償療效也無法達到要求。一般較少采用此方式，多為針對特定電路采取的臨時舉措。
