IGBT模塊并聯技術已被廣泛應用于電力電子行業。無論是受限于單模塊電壓能力不足，還是并聯方案更具成本優勢，或是系統擴充性、系列化需求，越來越多的應用須要IGBT模塊并聯方案。
為了充分發揮并聯優勢，均流療效就變得尤為重要了，否則嚴重電壓不平衡將會造成某一模塊承受過大電壓，因而限制并聯模塊整體輸出能力，難以達到預計的并聯療效。
這么，均流都包括什么類型呢？有什么誘因會影響到模塊均流呢？又有什么均流舉措呢？下邊我們來逐一進行說明。
1.均流分類
均流包括動態均流和靜態均流，元件層面包括IGBT均流和續流晶閘管均流，見表1。以IGBT為例，靜態均流是指在IGBT導通過程中的電壓分布，而動態均流是指在IGBT開關過程中的電壓分布。
表1均流分類
2.均流影響誘因
半導體模塊自身參數和其應用參數就會影響并聯模塊的均流，具體影響參數見表2-1和表2-2。
表2-1均流影響誘因-半導體模塊相關參數
表2-2均流影響誘因-應用相關參數
3.靜態均流
3.1IGBTVCE(sat)和正氣溫系數對電壓分布的影響
關于IGBT氣溫系數，圖1以（額定電壓450A）模塊為例進行解釋。在相同電壓情況下，結溫Tj越高，飽和壓降VCE(sat)越大，元件呈現為正氣溫系數（PTC）特點。通常來說，NPT/IGBT在電壓小于其額定電壓的10-15%以上時具有正氣溫系數，這一特點有助于IGBT靜態均流。
圖1IGBTVCE(sat)氣溫系數-
下邊，舉個反例來說明下VCE(sat)和PTC對IGBT靜態均流的影響。
圖2模塊并聯等效電路
假定IGBT工作在PTC范圍：
3.2晶閘管VF和負氣溫系數對電壓分布的影響
大多數三極管在其額定電壓范圍具有負氣溫系數（NTC），即Tj下降時，其導通壓降VF將變小。這些負氣溫系數特點將會造成更高的電壓不均衡性。為此，按照晶閘管正向壓降來選擇晶閘管進行并聯是一種明智的選擇。
圖3為反并聯續流晶閘管氣溫系數特點。隨著電壓的降低，氣溫系數也會急劇變化。圖中可以看出，在416A以下，晶閘管表現為NTC特點；在416A以上，表現為PTC特點。
圖3晶閘管VF氣溫系數-
3.3改善靜態均流舉措
4.動態均流
在現實化學世界中，無論是由于半導體材料緣由還是制造工藝緣由，沒有兩個IGBT元件的參數是100%完全一致的。IGBT的開通、關斷時間ton和toff，門極閥值電流VGE(th)，米勒平臺電流VGE(pl)，門極電荷曲線VGE=f(Qg)，轉移特點曲線IC=f(VGE)的不一致，會對IGBT模塊并聯系統中的動態均流形成顯著的影響。據悉，從應用的角度，驅動電路設計和主回路結構的設計也會對IGBT并聯系統的動態均流有特別大的影響。優秀的驅動方案和主回路結構設計可以很大程度改善并聯模塊的動態均流特點。
5.IGBT并聯驅動方案
IGBT的并聯驅動方案主要有兩種，一種是集中驅動方案，另一種是獨立驅動方案。如圖4所示。集中方案是指采用一個驅動核+適配板的形式驅動所有并聯模塊；獨立驅動形式就是每位并聯的模塊都有其獨立的驅動核+適配板。
（a）集中驅動方案
（b）獨立驅動方案
圖4IGBT并聯驅動方案
5.1集中驅動方案
為了使門極保護愈發有效，單獨的門極電路（如門極內阻，TVS，RGE，CGE等）應當盡可能緊靠IGBT門極，門極布局需盡可能減少回路電感，同時需確保并聯模塊間驅動電路的對稱性。建議將門極驅動內阻、TVS，RGE，CGE等保護元件裝配于適配板上，驅動核可直接聯接到適配板上，或則通過雙絞線進行聯接，如圖5所示。
圖5IGBT與驅動器聯接
IGBT并聯驅動電路門極可采用圖6所示的配置來優化動態均流療效。它們有一個共同的控制驅動末級，須要使用同等寬度的雙絞線或則同等寬度的彩印電路板電路進行連線。
圖6集中驅動電路建議（優化動態均流）
下邊來簡單解釋下各部份的功能和作用。
1）IGBT模塊自身存在差別，如VGE(th)（負氣溫系數，Tj越高，VGE(th)越低），轉移特點IC=f(VGE)，門電荷特點VGE=f(Qg)，開關時間ton，toff等，倘若將IGBT通過一個公共的門極內阻Rg進行硬并聯（如圖7所示），則會有如下問題：
圖7錯誤的并聯形式
2）每位IGBT引入獨立的門極內阻Rgn，這樣容許每位門極電流獨立上升(Rgn，1%公差)
圖8更佳的并聯形式
3）引入發射極內阻Ren(≈10%Rgn，但最小0,5Ω)，主要有以下作用：
如圖9所示，IGBTT1先開通，di/dt與發射極線路寄生電感共同作用形成感應電流L1*di1/dt,因而在RE1，RE2和L2，L1之間產生環流電壓I12，此時VGE1=VGE-IRG1*RG1-VRE1，VGE2=VGE-IRG2*RG2+VRE2，先開通的IGBTT1門極電流VGE1增長，開通速率減小；后開通IGBTT2門極電流VGE2上升，開通速率提升，進而實現動態均流。
圖9帶有公共發射極的IGBT并聯等效電路
但是，由發射極耦合導致的均流平衡也有局限性。
為此，對稱的低發射極電感設計是必須的。上管IGBT比下管IGBT更為危險，緣由是AC聯接一般比DC-聯接具有更高的發射極寄生電感。
4）建議引入肖特基晶閘管Den與Ren并聯，在漏電情況下，有助于平衡發射極電流，防止振蕩（肖特基晶閘管參數≈100V,1A）
5.2單獨驅動方案
單獨驅動器方案對動態電壓分布的影響誘因如下：
下邊通過案例來看了解下各誘因的影響。
圖10100ns關斷延后（對應48%電壓降低-藍色曲線）
圖1125ns晃動延時（對應12%電壓降低-紅色曲線）
圖12關斷門極電流降低0.7V（對應52%電壓降低-藍色曲線）
由以上案例可知，單獨驅動器方案動態電壓分布嚴重依賴于傳輸延后時間差別、抖動時間、門極電流差別，而集中式驅動方案則不須要非常考慮這種誘因。
對于大功率系統而言，多模塊并聯促使發射極連接線路更長、發射極電感更大而且不均衡，因而可能造成電壓不均衡和振蕩。在這些情況下電阻并聯等效電阻公式，并聯可以由幾個模組構成，每位模組使用一個獨立的驅動器，如總共6個并聯，其中每3個共用一個驅動器，如圖13所示。因為開關速率差別可能造成較大的電壓不均衡，須要使用均流檢波來優化電壓分布，但是最終的電壓不均衡性依賴于均流檢波大小。
IGBT驅動器功率限制也可能是不均衡的緣由，因而須要保證驅動器具備足夠的驅動能力。
圖136個并聯方案
5.3集中驅動方案vs單獨驅動方案
在選擇驅動方案時，系統規格是關鍵參數。對于緊湊型系統，集中式驅動更好些，不用考慮傳輸延后時間差別、抖動時間、門極電流差別，同時發射極反饋效應有助于動態均流。對于大功率系統而言，多模塊并聯促使發射極連接線路更長、發射極電感更大而且不均衡，因而可能造成電壓不均衡和振蕩，因而，大功率系統更適宜使用單獨驅動器方案。對于單獨驅動器方案，須要盡可能減少驅動器傳輸延后時間差別、抖動時間和門極電流差別，假如上述差別很小、結構設計對稱性也挺好，一般不使用交流檢波、模塊直接硬并聯是可以的；假如硬并聯電路電壓不對稱性低于設計指標，建議采用均流檢波來實現更好地動態均流療效，但這會影響靜態不均流（后續有相關介紹）。
6.對稱結構設計
為了實現對稱的電壓分布，并聯電路內所有功率電路和控制電路的設計都應盡量降低寄生電感和嚴格依照對稱回路接線來進行。對于對稱的要求，除了是到公共交流端連線要求同等的寬度（分支阻抗），并且對從半導體到直流母線電容器（換流回路電感）的路徑也要求同等寬度。每位模塊配備相同數目的電容器，而且保持相同的裝配距離。發射極電感必須保持較小，由于它會使開關過程中的驅動電流電位發生快速變化。
6.1結構對稱的重要性
圖14左圖為對稱交流負載聯接、不對稱母線聯接和對應開通電壓分布；圖14下圖為不對稱交流負載聯接、對稱母線聯接和對應開通電壓分布。
圖14結構不對稱性對均流的影響
6.2寄生電感對均流的影響
圖15為4個IGBT模塊并聯，雙脈沖測試時不同交流負載線纜聯接位置造成的均流療效差別，右圖中最左邊模塊流過電壓比平均電壓高20%左右。
圖15寄生電感對均流的影響
6.3負載耦合電感對均流的影響
若果在結構設計時將交流輸出線纜與AC并聯母排平行布局，則須要考慮負載線纜與交流排之間的感性耦合療效，參考圖16。
圖16感性耦合對均流療效的影響
6.4布局建議
模塊并聯時，必需要考慮結構的對稱性以保證好的均流療效。交流端聯接方式和控制電路聯接推薦案例如下。
圖17推薦交流端聯接形式
圖18推薦驅動電路對稱性設計
7.均流檢波選擇
我們先通過一個案例來了解下IGBT模塊并聯時線路電感對動態均流和動態到靜態均流收斂過程的影響。
7.1電感L1/L2大小對動態開通電壓分布的影響
圖19兩個IGBT模塊并聯的等效電路
圖20不同電感L1，L2時的動態電壓分布
由上述案例可知，L越大，動態均流療效越好。
7.2電感L1/L2大小對電壓從動態到穩態分布的影響
當兩并聯IGBT全部開通后（t1時刻后），在導通過程中，IGBT電壓將會重新分布，其分布與電感L1，L2關系如圖21所示。
圖21并聯IGBT全部導通后電壓分布圖（對應不同電感L1，L2）
1()、2()收斂速率取決下如下參數：
假如L1+L2降低，時間常數τ降低，電壓I1(t)，I2(t)收斂速率增長，這么I1(t)，I2(t)收斂到Iac(t)/2的時間取決于下一個開關切換時間、時鐘頻度和當時的Iac(t)瞬態值。如果在IGBT導通結束時，I1(t)，I2(t)并沒有收斂到Iac(t)/2，這么在下一個開關工作時電阻并聯等效電阻公式，這個偏斜電壓將會被疊加到不對稱電壓當中，請參考圖22。
圖22IGBT導通結束時的電壓偏斜量和影響（沒有考慮晶閘管導通過程）
7.3逆變器模式下模塊并聯時不同交流電感量對均流的影響
案例1：電感值相當于模塊通過銅排進行并聯
案例2：電感值相當于模塊通過功率線纜進行并聯（幾微亨）
案例3：電感值相當于模塊通過檢波進行并聯（幾標頭亨或毫亨級）
測試條件：模塊1（紅色曲線）被提早150ns開通
圖23不同AC電感量對逆變器電壓分布的影響
在實際的逆變器測試中，電壓分布顯著好于雙脈沖測試，緣由是IGBT正氣溫系數和較高的負載感抗。雙脈沖測試適用于調查開關特點和對稱性，并且不適用于調查并聯模塊的電壓分布。
7.4均流檢波器感值選擇
通過使用外部電感，可以降低在開關時刻的電壓不均衡以及開關耗損差別。
圖24并聯模塊的動態電感耦合
如圖24所示，T1在t1時刻先開通，T2在t2時刻開通，則在t1到t2期間(T1已開通，T2未開通，D4續流)，K1和K2兩點間的電流為直流母線電流，同時L1上電壓上升率和L2上電壓升高率絕對值一樣，即di2/dt=-di1/dt。這么，有如下公式創立：
Vdc=L1*di1/dt+(-L2*di2/dt)
=L1*di1/dt-L2*(-di1/dt)
=(L1+L2)*di1/dt
基于上述原理，可得到如下兩模塊并聯時均流檢波估算公式：
2*Lmin=Vdc/(di/dt)
比如，最大不均衡電壓限制為50A，最大開通時間差別為125ns和1200V直流母線電流，則均流電感值為：
即每位IGBT須要1.5μH的電感。
8.其它注意事項
8.1熱設計的合理智
在任何情況下，并聯模塊時，良好的散熱耦合是很重要的。對于有多個散熱片的小型并聯系統，尤其是對空氣冷卻系統，應盡量避開熱串聯結構（熱堆積）。當氣溫相差10°C時，對同樣的三極管，都會帶來正向導通電流差20毫伏的差異，因為負氣溫系數，越熱的晶閘管將會承受更多的電壓，這都會進一步激化氣溫差別。
8.2模塊并聯降額使用
雖然優化了模塊選擇、控制設計和導線布局，仍不可能完全達到一個理想的靜態和動態的平衡，因而，須要考慮降額使用。依照各類實際經驗以及各類半導體靜態和動態參數可能帶來的影響，建議對模塊最小降額10％使用。
通常，降額比列可參考如下公式進行計算。在實際應用中，須要依照實際均流療效、過載條件和散熱條件來最終確定最終可使用電壓大小。
降額比列：
參考文獻:
Hofst?tter,Lamp,SKAN17-001,“IGBTinwithandBoard”
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