本文首先討論基于熱敏阻值的體溫檢測系統的歷史和設計挑戰，以及它與基于內阻體溫測量器(RTD)的體溫檢測系統的比較。據悉，本文就會簡略介紹熱敏內阻選擇、配置權衡，以及Σ-Δ型模數轉換器(ADC)在該應用領域中的重要作用。
熱敏內阻與RTD
正如文章""中所討論的，RTD是一種內阻值隨氣溫變化的內阻器。熱敏內阻的工作方法與RTD類似。RTD僅有正氣溫系數，熱敏內阻則不同，既可以有正氣溫系數，也可以有負氣溫系數。負氣溫系數(NTC)熱敏內阻的電阻會隨著氣溫下降而減少，而正氣溫系數(PTC)熱敏內阻的電阻會隨著氣溫下降而減小。圖1顯示了典型NTC和PTC熱敏內阻的響應特點，以及它們與RTD曲線的比較。
圖1.熱敏內阻與RTD的響應特點比較
在氣溫范圍方面，RTD曲線接近線性，而熱敏內阻具有非線性（指數）特點，因而后者覆蓋的氣溫范圍（一般為–200°C至+850°C）比前者要寬得多。RTD一般提供眾所周知的標準化曲線，而熱敏內阻曲線則因制造商而異。我們將在本文的"熱敏內阻選擇手冊"部份詳盡討論這一點。
熱敏內阻由復合材料——通常是陶瓷、聚合物或半導體（一般是金屬氧化物）——制成，與由純銀屬（鉑、鎳或銅）制成的RTD相比，后者要小得多且更實惠，但不如前者結實。熱敏內阻才能比RTD更快地測量體溫變化，進而提供更快的反饋。為此，熱敏內阻傳感常用于要求低成本、小規格、更快響應速率、更高靈敏度且氣溫范圍受限的應用，比如監控電子設備、家庭和樓宇控制、科學實驗室，或商業或工業應用中的熱電偶所使用的冷端補償。
在大多數情況下，精密體溫檢測應用使用NTC熱敏阻值，而非PTC熱敏阻值。有一些PTC熱敏內阻被用于過流輸入保護電路，或用作安全應用的可復位保險絲。PTC熱敏內阻的內阻-氣溫曲線在達到其切換點（或居里點）之前有一個十分小的NTC區域；超過切換點以后，在幾攝氏度的范圍內，其內阻會大幅降低幾個數目級。為此，在過流情況下，PTC熱敏內阻在超過切換體溫后會形成大量自發熱，其內阻會大幅降低，造成輸入系統的電壓降低，進而避免系統發生破損。PTC熱敏內阻的切換點一般在60°C和120°C之間，因而它不適宜用在寬氣溫范圍應用中監控體溫檢測結果。
本文重點介紹才能檢測或監控–80°C至+150°C體溫范圍的NTC熱敏阻值。NTC熱敏內阻在25°C時的標稱阻值從幾歐姆到10MΩ不等。如圖1所示，與RTD相比，熱敏內阻每攝氏度的內阻變化更為明顯。熱敏內阻的高靈敏度和高內阻值促使其后端電路比RTD要簡單得多，由于熱敏內阻不須要任何特殊的接線配置（比如3線或4線）來補償引線內阻。熱敏內阻設計僅使用簡單的2線配置。
表1顯示了RTD、NTC和PTC熱敏內阻的異同點。
表1.熱敏阻值與RTD
基于熱敏阻值的體溫檢測挑戰
高精度的熱敏內阻體溫檢測須要精密訊號調養、模數轉換、線性化和補償，如圖2所示。雖然訊號鏈看上去簡單明了，但其中涉及的幾個復雜誘因也會影響整個系統的電路板規格、成本和性能。ADI精密ADC產品組合中有幾種集成解決方案，比如-4/-8，它們能為氣溫系統設計帶來多方面用處，應用所需的大部份建立模塊都已外置。并且，設計和優化基于熱敏內阻的體溫檢測解決方案涉及到多種挑戰。
圖2.典型NTC熱敏內阻檢測訊號鏈模塊
挑戰包括：
本文將討論所有那些挑戰，并就怎么解決這種問題和進一步簡化這種系統的設計過程提供建議。
熱敏內阻選擇手冊
現今市場上有好多NTC熱敏內阻可供選擇，為具體應用選擇特定的熱敏內阻可能相當具有挑戰性。請注意，熱敏內阻按其標稱值列舉，即25°C時的標稱阻值。因而，10kΩ熱敏內阻在25°C時的標稱阻值為10kΩ。熱敏內阻的標稱或基本內阻值從幾歐姆到10MΩ不等。標稱阻值較低（10kΩ或更低）的熱敏內阻，支持的氣溫范圍一般也較低，比如–50°C至+70°C。標稱阻值較高的熱敏內阻，可支持最高300°C的水溫。
熱敏內阻器件由金屬氧化物制成。熱敏內阻有珠狀、徑向和SMD等方式。珠狀熱敏內阻采用醇酸樹脂鍍層或玻璃封裝，以提供額外保護。醇酸樹脂鍍層珠狀熱敏內阻、徑向和SMD熱敏內阻適用于最高150°C的水溫。玻璃鍍層珠狀熱敏內阻適用于低溫檢測。所有類型熱敏內阻的鍍層/封裝能夠避免腐蝕。一些熱敏內阻還具有額外的機殼，以在惡劣環境中提供進一步的保護。與徑向/SMD熱敏內阻相比，珠狀熱敏內阻具有更快的響應時間。但是，前者不如后者這么穩健。因而，使用何種熱敏內阻取決于最終應用和熱敏內阻所處的環境。熱敏內阻的常年穩定性取決于制造材料及其封裝和結構。諸如，醇酸樹脂鍍層的NTC熱敏內阻每年可能變化0.2°C，而密封的熱敏內阻每年僅變化0.02°C。
不同熱敏內阻有不同的精度。標準熱敏內阻的精度一般為0.5°C至1.5°C。熱敏內阻的標稱阻值值和β值（25°C至50°C/85°C關系）有一個容差。請注意，熱敏內阻的β值取決于制造商。比如，不同制造商生產的10kΩNTC熱敏內阻會有不同的β值。對于較高精度的系統，可以使用Omega?44xxx系列等熱敏內阻。在0°C至70°C的水溫范圍內，其精度為0.1°C或0.2°C。因而，所檢測的氣溫范圍以及該氣溫范圍內所需的精度決定了一個熱敏內阻是否適宜特定應用。請注意，Omega44xxx系列的精度越高，其成本也越高。
因而，使用何種熱敏內阻取決于：
線性化：β與-Hart多項式
為了將內阻轉換為攝氏度，一般使用β值。曉得兩個氣溫點以及每位氣溫點對應的內阻，便可確定β值。
其中：
RT1=氣溫1時的阻值
RT2=氣溫2時的阻值
T1=氣溫1(K)
T2=氣溫2(K)
熱敏阻值的數據指南一般會列舉兩種情況的β值：
用戶使用接近設計所用體溫范圍的β值。大多數熱敏內阻數據指南在列舉β值的同時，就會列舉25°C時的內阻容差和β值的容差。
較高精度的熱敏內阻（如Omega44xxx系列）和較高精度的最終解決方案使用-Hart多項式將內阻轉換為攝氏度。公式2須要三個常數A、B和C，這種常數同樣由傳感制造商提供。公式的系數是借助三個氣溫點生成的，因而所得公式盡可能降低了線性化引入的偏差（線性化導致的偏差一般為0.02°C）。
其中：
A、B、C是從三個氣溫測試點得出的常數。
R=熱敏內阻的電阻，單位為Ω
T=體溫，單位為K
圖3顯示了傳感的電壓激勵。將激勵電壓作用于熱敏內阻，并將相同電壓作用于精密內阻；精密內阻用作檢測的參考。參考內阻的值必須小于或等于熱敏內阻的最高內阻值（取決于系統中檢測的最低氣溫）。選擇激勵電壓的大小時，同樣要考慮熱敏內阻的最大內阻值，以確保傳感和參考內阻兩端形成的電流仍然處于電子設備可接受的水平。激勵電壓源須要一定的裕量或輸出順從性。假如熱敏內阻在所檢測的最低氣溫時具有較大內阻，則激勵電壓值將十分低。為此，低溫下熱敏內阻兩端形成的電流很小。為了優化這種低電平訊號的檢測，可以使用可編程增益級。但是，增益須要動態編程，由于來自熱敏內阻的訊號電平會隨氣溫發生明顯變化。
圖3.熱敏內阻的電壓激勵
另一個方案是設置增益但使用動態激勵電壓。當來自熱敏內阻的訊號電平發生變化時，激勵電壓值也會動態變化電阻的測量教案設計，致使熱敏內阻兩端形成的電流處于電子設備的額定輸入范圍內。用戶必須確保參考內阻兩端形成的電流也處于電子設備可接受的水平。這兩種方案都須要高水平的控制，持續監測熱敏內阻兩端的電流，以確保訊號能被電子設備檢測。有沒有更簡單的方案？我們來瞧瞧電流激勵。
圖4.熱敏內阻的電流激勵
當熱敏內阻由恒定電流激勵時，通過熱敏內阻的電壓將隨著熱敏內阻電阻的變化而手動縮放?，F今使用精密測量阻值，而不使用參考內阻，其目的是估算流過熱敏內阻的電壓，這樣才能估算出熱敏內阻的電阻。因為激勵電流也用作ADC基準電流，因而無需增益級。處理器無需監控熱敏內阻兩端的電流，無需確定該訊號電平能夠被電子設備檢測，也無需估算要將增益/激勵電壓調整到哪些值。這是本文中使用的技巧。
熱敏內阻電阻范圍?激勵
假如熱敏內阻的標稱阻值和電阻范圍較小，這么電流或電壓激勵均可使用。在這些情況下，激勵電壓和增益可以是固定值。電路將如圖3所示。這些技巧很有用，由于流過傳感和參考內阻的電壓是可控的，這在低幀率應用中很有價值。據悉，熱敏內阻的自發熱也極小。
對標稱阻值較低的熱敏內阻也可以使用電流激勵。并且，用戶必須確保通過傳感的電壓對于傳感本身或應用而言任何時侯都不能太大。
當使用標稱阻值和氣溫范圍均較大的熱敏內阻時，電流激勵會使系統更容易實現。較大標稱阻值確保標稱電壓處于合理水平。并且，設計人員須要確保電壓在應用支持的整個氣溫范圍內處于可接受的水平。
Σ-ΔADC在基于熱敏阻值的應用中的重要作用
當設計熱敏內阻檢測系統時，Σ-ΔADC能提供多方面優勢。首先，Σ-Δ型ADC才能對模擬輸入過取樣，因而盡可能地降低外部混頻，只須要簡單的RC混頻器。另外，它們支持靈活地選擇混頻器類型和輸出數據速度。在采用市電供電的設計中，外置數字混頻可拿來抑制交流電源的干擾。-4/-8等24位元件的峰峰值碼率21.7位（最大值），因而它們能提供高幀率。
其他優點包括：
有些Σ-Δ型ADC集成了好多功能，包括：
使用Σ-ΔADC可急劇簡化熱敏內阻設計，降低BOM，增加系統成本，縮小電路板空間，并減短產品上市時間。
本文將-4/-8用作ADC，它們是集成PGA、嵌入式基準電流源、模擬輸入和基準電流緩沖器的低噪音、低電壓精密ADC。
熱敏內阻電路配置——比率式配置
無論使用激勵電壓還是激勵電流，都建議使用百分比式配置，其中基準電流和傳感電流是從同一激勵源獲得。這意味著激勵源的任何變化都不會影響檢測的精度。
圖5顯示，恒定激勵電壓為熱敏內阻和精密內阻RREF供電，RREF上形成的電流就是熱敏內阻檢測的基準電流。激勵電壓不須要特別確切，穩定性不須要太高，由于在此配置中，激勵電壓的任何偏差就會被抵消。激勵電壓一般比電流激勵更受歡迎，緣由是它能出眾地控制靈敏度，但是當傳感坐落遠程地點時，它具有更好的抗擾度。這種類型的偏置技術常用于內阻值較低的RTD或熱敏內阻。而且，對于內阻值較大且靈敏度較高的熱敏內阻，氣溫變化所形成的訊號電平會較大，因而應使用電流激勵。比如，一個10kΩ熱敏內阻在25°C時的電阻為10kΩ，而在?50°C時，NTC熱敏阻值的電阻為441.117kΩ。-4/-8提供的50μA最小激勵電壓可形成的電流為441.117kΩ×50μA=22V，此電流偏低，超出了該應用領域中使用的大多數ADC的工作范圍。熱敏內阻一般還聯接到電子設備或坐落電子設備附近，因而不須要激勵電壓的抗噪優勢。
圖5.恒流源配置
圖6顯示了用于在NTC熱敏內阻兩端形成電流的恒定激勵電流。以分壓器電路的方式添加一個串聯檢查內阻，會限制熱敏內阻在最小阻值值時流經其中的電壓。在此配置中，在25°C的基本氣溫時，測量阻值的值必須等于熱敏阻值的阻值值，便于將它處于25°C標稱水溫時的輸出電流設置為基準電流的中間值。同樣，假如使用25°C時電阻為10kΩ的10kΩ熱敏阻值，則必須等于10kΩ。當體溫改變時，NTC熱敏內阻的電阻也會改變，熱敏內阻兩端的激勵電流的一小部份也發生改變，因而形成與成NTC熱敏內阻電阻比列的輸出電流。
圖6.分壓電路配置
假如選擇拿來為熱敏內阻和/或供電的基準電流與用于檢測的ADC基準電流相同，則系統就是百分比式檢測配置（圖7），任何與激勵電流源相關的偏差就會被清除。
圖7.熱敏內阻百分比式配置檢測
請注意，測量阻值（電流激勵）或參考內阻（電壓激勵）的初始容差和甩尾必須很低，由于這兩個變量均會影響系統總體精度。
當使用多個熱敏內阻時，可以使用單個激勵電流。并且，每位熱敏內阻必須有自己的精密測量阻值，如圖8所示。另一個方案是使用低導通內阻的外部多路復用器或開關，因而支持共享單個精密測量阻值。采用這些配置時，每位熱敏內阻在檢測時都須要一定的構建時間。
圖8.多個熱敏內阻的模擬輸入配置檢測
其實，設計基于熱敏內阻的氣溫系統時須要關注多個方面：傳感選擇，傳感聯接，元元件選擇的權衡，ADC配置電阻的測量教案設計，以及那些不同變量怎樣影響系統整體精度。本系列的下一篇文章將解釋怎樣優化系統設計和整體系統偏差預算以實現目標性能。
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